多電平變換器拓撲關系及新型拓撲

王琛琛 李永東

(1.北京交通大學電氣工程學院 北京 100044 2.清華大學電力系統國家重點實驗室 北京 100084)

1 引言

多電平變換器從產生至今已經有近三十年的發展歷史，其間產生了大量的拓撲結構。研究多電平拓撲的目的是為了實現多電平輸出，使變換器能夠應用于更高電壓等級的場合，提高輸出電壓的諧波性能。研究各種拓撲的特點，分析并明晰各種拓撲之間的聯系和區別，對于進一步研究拓撲具有重要意義。本文首先對多電平變換器拓撲的發展做了一個回顧和討論，整理了多電平變換器發展演變的思路，分析了多電平拓撲之間的聯系，提出了通用多電平拓撲簡化為其他拓撲的規律，在此基礎上提出兩種新的多電平拓撲結構，并對其工作原理和控制策略進行了仿真研究。

2 基本拓撲

2.1 三極單元變換器

實現多電平的最簡單直接的方法就是構造一個多級直流電壓源串聯，且每級都有可控的獨立輸出通路，如圖1a 所示。這樣的思想早在文獻[1]中就已經被提出來。但是受當時開關器件發展水平的限制，文章中采用反并聯的晶閘管來實現這個開關的功能，晶閘管不能關斷的缺點造成了不同等級電壓通路之間的換流過程極其復雜，大大增加了控制的難度。

類似這種思想，文獻[2]給出了一個最初的三電平結構，如圖1b 所示，由二極管和三極管組成的兩

圖1 多級電壓源串聯思想構成多電平變換器結構 Fig.1 Schematic of multilevel converter structure

個單向回路構成了0 電平的輸出通路，實現了三電平的電壓輸出。隨著電力電子器件的發展，考慮到各開關管承受壓降的統一性，最終得到比較實用的拓撲如圖2a 所示，被稱為層疊換流單元（stacked commutation cells）或者三極單元（three-pole cells）。其可以采用如圖2b 所示的導通策略，使得最外側支路的兩個管子中一個管子在半個周期中處于頻繁開關狀態，另一個管子每個基波周期只開關一次，可以大大減小損耗，同時也可以避免串聯器件同時開通和關斷帶來的均壓問題。

圖2 三極單元變換器結構及導通規律 Fig.2 Schematic of three-pole cell structure

2.2 二極管鉗位型多電平變換器

與此同時，另外一種結構中點鉗位型（Neutral- Point-Clamped，NPC）也被提出來[2-3]，這也是現在使用最為廣泛的一種三電平結構。NPC 可以看成是三極單元的一種特殊的實現方式[4]，三極單元中實現雙向電流通路功能的支路被如圖3a 所示的兩個內部開關管和兩個鉗位二極管（VDN1，VDN2）構成的兩個電流單向支路所代替，節省了開關器件，簡化了結構。

NPC 的多電平形式就是二極管鉗位型多電平變換器（diode clamped multilevel converter）。圖3b、圖3c 給出了五電平情況下的兩種拓撲形式。

二極管鉗位型多電平結構有固有的缺點[5-6]：

（1）為了保證鉗位二極管承受相同的反向電壓E，鉗位二極管的數目將按照電平數的二次方快速增加。

圖3 二極管鉗位型多電平變換器結構 Fig.3 Diode-clamped multilevel converter structure

（2）如果采用單一直流電源供電，母線上各個電容的電壓很難控制平衡。

（3）內外管的開關應力（switching stress）或者說損耗存在不平衡。

（4）鉗位二極管只能保證最外面的開關管被 可靠鉗位，而內部的開關管并沒有被直接鉗位[5]。

2.3 電容鉗位型多電平變換器

文獻[7]利用增加的鉗位電容構成了混合鉗位拓撲（見圖4a），有利于解決NPC 拓撲中內管不能可靠鉗位以及直流母線電容平衡的問題。利用電容作為鉗位器件給多電平拓撲提供了一個新的思路。單純采用電容鉗位的思想最早出現在文獻[8]中（見圖 4b）。在此基礎上，Meynard[4,9-10]將其拓展到多電平領域，稱為電容鉗位型多電平變換器（flying capacitor multilevel converter），也稱為Multicell 或者Imbricated cells。

圖4 混合鉗位型和電容鉗位型變換器 Fig.4 Diode-capacitor and capacitor clamped structure

電容鉗位型多電平的鉗位電容除了具有鉗位作用以外，其本身所具有的電壓輸出能力也增加了變換器輸出某一電平的開關狀態。電容鉗位型變換器不存在母線電容電壓不平衡、開關管之間開關應力不同以及耐壓不平衡的問題。但是隨著電平數增加，鉗位電容的數量大大增加，增加了系統的成本和體積。另外在應用中，電容的故障率要遠遠高于半導體器件的故障率，鉗位電容的引入影響了整個系統的壽命和可靠性。

2.4 有源中點鉗位型變換器

為了進一步解決NPC 中非直接鉗位和開關應力不同的問題，文獻[11-12]提出了有源中點鉗位型變換器（Active NPC，ANPC），如圖5a 所示。ANPC結構采用帶反并聯二極管的開關管來代替鉗位二極管，多用了兩個開關管。而在實際采用IGBT 的NPC系統中，出于器件特性一致的考慮，一般用IGBT中寄生的反并聯二極管來做鉗位二極管。ANPC 結構利用了原先閑置的IGBT 開關管和反并聯二極管一起保證可靠的鉗位。另外，ANPC 增加的兩個開關管可以增加零電平時刻的電流通路，選擇合適的電流通路可以把原來內管上的損耗一定程度分散到鉗位開關管上。文獻[11-12]經過分析得到，采用ANPC 的結構可以比傳統的NPC 提高20%的系統容量或者85%的開關頻率，這對于實際應用很有價值。文獻[13]結合了NPC 和三極單元，也給出了一種新的三電平結構，稱為Stacked NPC，如圖5b 所示。它通過增加電流通路，也能夠有效地平衡各管之間的損耗。

圖5 有源中點鉗位和堆疊中點鉗位三電平變換器 Fig.5 Active NPC and stacked NPC converter

3 衍生拓撲

上面給出的四種基本拓撲，除了根據自身的特點往更高電平拓展之外，還可以通過適當的組合和變形，構成新的拓撲。

3.1 層疊式多單元變換器

層疊式多單元變換器（ Stacked Multicell Converter，SMC）可以認為是Multicell 和P-pole cell兩種多電平拓撲思想結合的產物[4]。圖 6 是一個SMC 的結構圖[14]。在輸出相同電平數的情況下，SMC 能在不損失Multicell 動靜態性能的同時大大減少鉗位電容的數量。

圖6 3×2 層疊式變換器拓撲 Fig.6 3×2 stacked multicell converter

對于這樣一個n×p 的層疊式多單元變換器（n代表單元數，p 代表堆疊數），可以看成是p 個n 單元的Multicell 層疊而成，也可以看成n 個p-pole cell 連接得到。圖7a 所示是一個SMC 結構的擴展，可以看成是多個三極單元通過電容串聯而成。另外NPC 作為三極單元的一種特殊方式，也可以作為最后一級接到SMC 拓撲當中，如圖7b 所示。

圖7 層疊式變換器拓撲的擴展 Fig.7 Extension of the SMC

3.2 有源中點鉗位型多電平變換器

和NPC 類似，ANPC 結構也很容易直接推廣到多電平。不過如果把ANPC 和Multicell 結合就可以得到新的拓撲結構—有源中點鉗位型多電平變換器（ANPC multilevel converter）[15]。圖8a 所示就是這樣一個 ANPC 的五電平結構，其中三個單元（圖中點劃線框所示）都可以看成是電容鉗位的三電平結構，然后按照ANPC 的結構組合起來構成一個五電平的新拓撲。進一步省去電容還可以得到如圖8b 和圖8c 的兩種結構[15-16]。圖8a 中斷開處可以按照電容鉗位型的方式繼續擴展到更高電平。需要注意的是，ANPC 和SMC 都只能實現奇數電平的輸出。

圖8 有源中點鉗位型多電平變換器 Fig.8 ANPC multilevel converter

3.3 通用多電平拓撲結構

從之前給出的拓撲圖注意到，不同的拓撲結構為了實現一定數目的電平輸出，其在外側的主開關管的分布是一致的，主要的區別在于鉗位器件的不同。二極管、可控開關管以及電容都可以單獨或者組合之后被選擇作為輔助器件。

文獻[17]提出了一種通用多電平拓撲結構。在這個拓撲中，二極管、可控開關管和電容這三種鉗位器件同時被使用，可以認為是最復雜同時也是最全面的一種結構。如圖9 是一個五電平的通用拓撲結構。通用多電平拓撲采用了大量的鉗位開關管、二極管和電容，通過特定開關模式可以實現電容電壓的自平衡。

圖9 五電平通用多電平拓撲 Fig.9 5-level generalized multilevel converter

4 通用拓撲和其他拓撲之間的關系

通用拓撲同時使用了三種鉗位器件，可以認為是其他拓撲的一種高度概括。前面所述的基本拓撲及衍生拓撲都可以通過一定的簡化從通用拓撲中得到。以圖9 所示的五電平通用拓撲為例，如果保留鉗位二極管和電容，省去所有的鉗位開關管，通用拓撲就簡化成混合鉗位型拓撲；在此基礎上如果省掉所有的鉗位電容或者二極管，則退化成二極管鉗位型或者電容鉗位型拓撲，如圖10 所示。

圖10 通用拓撲簡化為混合、二極管和 電容鉗位型拓撲 Fig.10 Diode-clamped and flying capacitor-clamped topologies deduced from the generalized topology

除此之外還發現，通過適當的簡化，通用拓撲還可以退化為SMC 和ANPC 等結構。如圖11a 所示，五電平的通用拓撲經過簡化可以退化為一個2×2 的SMC 結構，只是在最后一級采用的是NPC結構?？紤]到NPC 是三極單元的一種變形，因此并不影響理解通用拓撲和SMC 之間的聯系。同樣的，如圖 11b 所示，通用拓撲經過簡化也可以退化成ANPC 的結構。

圖11 通用拓撲簡化為層疊型和ANPC 型拓撲 Fig.11 SMC and ANPC topologies deduced from the generalized topology

現只給出了五電平的例子，其他電平的情況可以類似得到?？梢钥闯?，現有的多電平拓撲和通用拓撲之間存在著緊密的聯系，通用拓撲通過適當的簡化可以退化成這些常用的拓撲結構。圖12 以圖表的形式對這些關系做了一個總結。

圖12 通用拓撲和已有拓撲之間的關系 Fig.12 Relationship between the existing topologies

那么在通用拓撲的簡化過程中，有哪些需要遵守的規律呢？總結出以下幾點：

（1）兩側主開關管必須全部保留。

（2）鉗位開關管、二極管和電容要對稱地從兩側成對省略。簡化后拓撲具有很好的對稱性，且可擴展。

（3）如果要使簡化后拓撲具有完整輸出所有 電平的能力，通用拓撲中對應每個電平的多個電流雙向通路至少有一個被保留。

（4）出于實際應用的考慮，鉗位電容要越少越好，尤其是盡可能地去掉靠近直流母線側的鉗位電容。

（5）為了保證能夠有效地控制每個鉗位電容 電壓穩定，在輸出特定電平、特定電流情況下，存在對鉗位電容電壓沒有影響或者影響相反的開關狀態。

不難得到，前文所述的從通用拓撲退化到各種已有拓撲的過程都遵循了這些規律。這不但對理解拓撲之間的關系有重要作用，對于通過簡化通用拓撲、提出新的拓撲結構也有很重要的指導意義。

進一步的，通用多電平拓撲結構經過簡化可以得到如圖13 的結構，這就是所熟知的H 橋級聯型拓撲。這個結構早在20 世紀70 年代中就已經被提出[18]，后來結合了PWM 的控制策略得到了廣泛使用?？梢钥吹?，圖13 右邊所示的兩個H 橋級聯一樣能夠輸出五電平。不同的是，級聯結構是每級獨立供電，而不像前面所敘述的眾多拓撲結構是通過母線統一供電的。雖然級聯型拓撲和前面所述的眾多拓撲的構造思想有很大差別，但是對于H 橋級聯型拓撲以及其他的級聯型拓撲，例如三電平級聯，或者是混合級聯結構都可以從通用拓撲中找到其痕跡。

圖13 通用拓撲和H 橋拓撲之間的關系 Fig.13 Relationship between H-bridge and generalized topology

5 新型多電平變換器拓撲

本文遵循前面歸納出來的通用拓撲簡化過程中的規律，提出了如圖14 所示的兩種新的多電平拓撲結構?？梢钥吹竭@兩種新拓撲都能夠實現五電平的輸出，而且結構相似，運行原理也基本相同。相比較而言，圖14b 所示的拓撲結構更加清晰簡單，因此后續具體的分析和討論將會圍繞該拓撲展開，圖14a 所示拓撲的相關分析可以類比得到。另外，圖14b 所示拓撲在圖15a 所示的斷點處繼續擴展可以得到更高電平，例如圖15b 就給出了一個七電平的例子。

圖14 兩種新拓撲結構 Fig.14 Two novel multilevel topologies

圖15 新拓撲結構的擴展 Fig.15 Extension of the novel topology

為了和現有的拓撲結構比較，表1 以五電平為例，對各種拓撲結構所用的器件數目進行了統計。從這個表中可以比較各種拓撲所需的開關管、二極管以及鉗位電容的數目?？梢钥吹?，本文所提出的新拓撲和簡化后的ANPC 從使用器件數目上來看具有很大的優勢，其中圖14b 拓撲的所需器件最少。以圖14b 所示的新拓撲結構為例，對新拓撲的工作原理進行分析。所有可能的開關狀態見表2，對應了0～4E 共五個輸出電平。

表1 多電平拓撲所用器件數目比較 Tab.1 Devices required in different topologies

表2 新拓撲結構的開關狀態 Tab.2 Switching states of the novel topology

該拓撲能夠正常工作的一個核心問題是鉗位電容C1電壓的控制。表2 總結了在不同電流情況下，各開關狀態對電容C1電壓的影響。例如當電流為正的時 候，V5和V7對C1充 電，V2和V4使C1放電，其他開關狀態不影響C1的電壓。根據這樣的關系，按照C1的電壓偏移情況和相電流的正負，可以選擇合適的開關狀態維持C1電壓的穩定。開關狀態的選擇方法見表3，其中ΔU=UC?E。當ΔU 為正時，選擇對C1放電的開關狀態，反之選擇對C1充電的開關狀態，如果不存在這樣的狀態，則選擇對C1的電壓沒有影響的開關狀態。開關狀態被分為G1和G2兩組以供選擇。根據這樣簡單的方法，就可以維持鉗位電容電壓的穩定。

表3 開關狀態的選擇 Tab.3 Selection of the switching states

對于三相對稱系統，新拓撲可以采用內環輔助鉗位的方法來穩定母線電容電壓。該方法的提出和具體的分析在文獻[19]中有詳細的敘述，其母線供電結構如圖16 所示。因為新拓撲中母線的中點不再有電流輸出，所以相比文獻[19]中的二極管鉗位型五電平結構，不需要去控制內環的中點電位，控制更加簡單。以母線電容電壓為控制目標，構造最優函數來選擇合適的開關狀態，可以控制母線電容電壓的穩定。同時還需要考慮控制每相鉗位電容的電壓，選擇最優的開關狀態。

圖16 內環輔助鉗位結構示意圖 Fig.16 Inner-loop auxiliary clamped structure

6 新拓撲的仿真研究

在新拓撲的仿真中，采用的每級電容的大小為4700μF，每級電壓為500V，負載電流為10A（rms），調制系數0.8。圖17 給出了開關頻率為1kHz，功率因數為0.9 時刻的輸出電壓和電流。圖18 為開關頻率為1kHz，功率因數分別為0.9 和0.1 時單相結構鉗位電容電壓的仿真結果?？梢钥吹酵ㄟ^前面所述的控制方法，鉗位電容的電壓能夠得到很好的控制。三相系統各級母線電壓和各相鉗位電容電壓的仿真結果如圖19 所示，開關頻率為1kHz，功率因數分別為0.9 和0.1。

圖17 開關頻率1kHz，功率因數0.9 時 單相運行仿真結果 Fig.17 Simulation results of single phase leg （f=1kHz,PF=0.9）

圖18 單相變換器鉗位電容電壓仿真結果 Fig.18 Simulation results of single phase leg （voltage of the clamping capacitor）

圖19 三相變換器母線電壓和鉗位 電容電壓仿真結果 Fig.19 Simulation results of three phase converter

從仿真波形可以看到，采用內環輔助鉗位的方法，新拓撲結構在保持鉗位電容電壓穩定的同時，也能很好地控制母線各級電容的電壓。

7 結論

本文從多電平基本拓撲入手，探討了多電平拓撲結構從產生以來的發展過程，并重點分析了通用拓撲結構和其他多電平拓撲結構之間的關系，最終得到所有的多電平拓撲結構都可以從通用拓撲簡化（退化）組合而來的結論，并且提出了通用多電平拓撲簡化的規律。根據通用拓撲簡化規律，本文提出了兩種新的多電平拓撲結構，在輸出相同電平數下，所用的開關器件數量最少。本文還對新拓撲的工作原理和控制方法進行了研究。通過對新拓撲的開關狀態和電流通路的研究，給出了控制單相變換器的鉗位電容電壓穩定和三相變換器的母線各級電壓穩定的方法。仿真結果也驗證了所提出的多電平拓撲結構及其控制方法的正確性和可行性。

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