3～5 GHz超寬帶可變增益CMOS低噪聲放大器的設計

陳昌明，彭 燁，王建波

(成都信息工程學院 通信工程學院，四川 成都610225)

超寬帶 UWB（Ultra-Wide band）技術是一種新興的無線通信技術，具有數據傳輸速率高、功耗低、安全性好等優勢，在雷達定位、智能交通系統、無線個人局域網（WPAN）等方面得到廣泛應用。而作為超寬帶射頻無線接收機最前端的低噪聲放大器,對系統的靈敏度具有決定性作用?？勺冊鲆娴驮肼暦糯笃鞒凉M足低的噪聲系數和高的增益等指標外，還可以穩定輸出、增大接收機的動態范圍、滿足混頻器的線性度要求,可靈活應用于超寬帶系統設計。目前已報道的可變增益LNA主要采用開關選擇技術[1-2]、負反饋技術及偏流控制技術等[3-4]。上述方法對窄帶低噪聲放大器的增益能實現連續控制,但在超寬帶放大器中會造成放大器的回波損耗及增益平坦度等指標隨著增益的減小而惡化。

本文提出了一個基于 TSMC 0.18 μm CMOS工藝的3 GHz～5 GHz增益可變的低噪聲放大器。采用二級共源共柵結構，使用并聯負反饋展寬頻帶，通過控制第二級放大器的偏流來實現增益連續可變。仿真結果表明，該放大器在工作頻段內可實現增益變化為36.5 dB，輸入輸出回波損耗及增益平坦度幾乎不變，噪聲系數最小值為1.46 dB，在1.8 V電源下，功耗僅有6.2 mW。

1 電路設計

1.1 超寬帶輸入阻抗匹配

基于CMOS工藝的經典電感源簡并(Inductively source degeneration)結構的LNA具有噪聲系數小、增益高等特點，在實現寬帶LNA電路時，通常需要增加負反饋網絡，降低電路品質因數來拓展頻帶。本文采用了典型的RC并聯負反饋結構[5]，其電路如圖1所示。M1和M2組成LNA的主放大電路,M3和M4組成第二級放大電路，M5和M6組成源極跟隨器作為輸出緩沖。兩級電路采用電感負載L1和L2引入零點，以補償因寄生電容引起的增益下降；R1和R2用來提高低頻增益和改善增益平坦度；RfCf為負反饋網絡。為便于調整，柵極電感Lg與輸出匹配電路在片外實現。M1源極所接負反饋電感Ls用以實現輸入阻抗匹配，Lg可調整LNA電路的諧振頻點。

設 Cgs為 MOS管 M1的柵源寄生電容，ωT(=gm/Cgs)為M1的截止頻率，gm1為 M1的跨導，RfM為反饋電阻 Rf根據Miller效應折算到輸入端的等效電阻。為簡便起見，令 ZL=RL，RfL=Rf+RL,Rgs=Lg+Ls，經整理，可得電路的輸入阻抗[5]：

電路要實現完全匹配，須滿足以下條件：Re(Zin)=Rs，Im(Zin)=0，這在寬帶電路設計中很難實現，但通過優化各元件的數值，可使輸入反射系數小于-10 dB。

電路在未加負反饋網絡時輸入電路的品質因數為：

式中，ω0為諧振角頻率，可見 Q＜Q′。由于電路的 3 dB帶寬與其品質因數成反比，即 BW-3dB=ω0/Q，可見，負反饋網絡RfCf的引入展寬了頻帶帶寬。

1.2 噪聲分析

計算NF時，在阻抗匹配和輸出諧振條件下需考慮Rs、Rf、Lg的寄生電阻 Rg、M1 等的噪聲大小，分別計算這些噪聲源并等效到輸入端的電壓噪聲功率，其噪聲系數近似為[5]：

從式(4)可以看出，Rf越大則NF越小，但 Rf的增大必然要求Av增大以滿足阻抗匹配的要求,這會對功耗提出更高的要求,需要折衷。

1.3 增益控制分析

對圖1所示的LNA，若直接改變第一級放大器的柵源電壓，可實現增益可變，但必然會影響輸入輸出匹配電路，導致回波損耗、線性度、增益平坦度等指標惡化。通過控制第二級放大器的偏流，即改變圖1所示M4的柵極電壓Vct，在實現增益連續可變的同時，又能克服上述缺陷。

在高頻時，MOS管可看成一個電流放大器，第一級和第二級的電流放大倍數分別為：β1(s)=gm1/sCgs1，β2(s)=gm3/sCgs3，若設 H(s)為輸入匹配網絡的傳遞函數，則輸入電流為：iin=VinH(s)/Rs，其輸出電流為[6]：

其中，Rout是電路輸出阻抗。

電路電壓增益為：

式(7)表明，增益與M3的跨導gm3成正比。而

其中，μn和Cox分別是電子遷移率和單位面積的柵氧化層電容，屬于工藝常數；W和L分別表示MOS管的尺寸；VTH則是MOS管閾值電壓，工藝固定時一般視為定值。在圖1中，把M4看作M3的負載,當其柵極的控制電壓Vct增大時，其等效負載減小，ID增加，Vds3也增大，從而gm3也隨著增大，增益提高。當Vct電壓減小時，電路的增益下降；當Vct在一定范圍內連續變化時，電路的增益連續可變?？梢?，改變gm3就等于改變了整個電路的增益,從而實現增益可調。

2 仿真結果

將圖1電路的輸入輸出匹配至50 Ω，加上偏置電路，采用TSMC 0.18 μm工藝庫，利用Spectre RF進行仿真分析。在有功耗約束條件下，晶體管的最優器件寬度為[7]：

由此定出MOS管的最佳柵寬為120 μm。

輸入匹配網絡可以采用無源濾波器結構，很容易獲得很好的功率和最佳的噪聲性能。輸出端由于采用源極跟隨器，通過優化，選擇合適的元器件值，容易使輸出反射系數滿足要求。圖2是當Vct=1.8 V時的S11、S22及S21仿真結果?？梢钥闯?在 3 GHz～5 GHz范圍內，S11和 S22分別小于-15 dB和-11 dB，S21最大值為 22.5 dB;由于控制的是第二級放大器的偏流，Vct的變化對S11和S22幾乎沒有任何影響。圖3和圖4分別為Vct變化時增益、噪聲系數的仿真結果。由圖可知，當參數掃描Vct從0.5 V～1.8 V、步長為0.1 V時，電路實現的增益大約為36.5 dB(-14 dB～22.5 dB）的可調范圍，噪聲系數的變化范圍為 1.46 dB～2.8 dB，隨著Vct減小，噪聲逐步惡化。在4 GHz處，對IIP3仿真的結果為-7 dBm。整個電路在1.8 V電源下，功耗為6.2 mW。表1為本文設計的LNA與已發表文獻中的超寬帶LNA的性能比較。

本文給出了一個針對3～5 GHz頻段的CMOS超寬帶可變增益低噪聲放大器設計。電路采用兩級共源共柵結構，在1.8 V電壓下，實現了大約36.5 dB的連續增益可調，且不影響輸入輸出匹配電路，為實現超寬帶可變增益低噪聲放大器提供了一種選擇方案。

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