雙環耦合結構及其在多路耦合器中的應用

張忠海 官伯然

（1.西安電子科技大學電子工程學院，陜西 西安710071；2.杭州電子科技大學天線與微波技術研究所，浙江 杭州310018）

引 言

多路耦合器［1－5］是通信系統中的重要設備。通過多路耦合器，多部不同頻率的電臺可以利用一根寬帶天線同時工作。在設備空間比較緊張時，需要用到多路耦合器。多路耦合器分為固定多路耦合器和可調多路耦合器兩種。其中，可調多路耦合器各個射頻通路的工作頻率可以根據指令隨時改變，因此，抗干擾性能優異?？烧{多路耦合器主要由構成各個射頻通道的可調帶通濾波器和分支接頭兩部分組成。在同一時刻，各個通道的工作頻率互不相同，以保證通道之間的隔離［1］。

在多路耦合器的設計過程中，每一個可調濾波器的加入都會對其它射頻通道產生影響。根據傳輸線理論［6］，在非諧振狀態，可調濾波器端口的特性可以等效為一段終端短路的傳輸線。濾波器端口的等效短路線長度Lf，連接濾波器到分支接頭的連接線長度Lt以及分支接頭的等效傳輸線長度Lj的總和形成了一段長的短路線L.這段短路線長度L決定了可調多路耦合器的工作頻率范圍以及允許的最大通道數量。L越短，能實現的多路耦合器的帶寬就越寬，允許的通道數量越多。由于實際工程安裝空間的限制，可調濾波器一般都在固定位置并排擺放。在以上三段傳輸線中，能夠調節的只有濾波器端口的等效短路線長度Lf和分支接頭的等效傳輸線長度Lt.其中Lf還緊密聯系濾波器的通帶性能。等效短路線越短，帶內差損和紋波越大。因此，在保證可調濾波器通帶特性的同時盡量減小端口等效短路線長度Lf成為多路耦合器設計中一個很重要的考慮。

在文獻［1］［5］中：通過優化設計多路耦合器的分支接頭來減小短路線的長度。這種方法僅可以減小Lj，所以長度減小的幅度有限。

基于以上問題，文章首先分析了星點式多路耦合器［1］的結構以及等效電路，給出測量得到的可調濾波器端口電納與其端口等效短路線長度Lf的關系。然后分析了并聯不同短路線長度L對多路耦合器性能的影響。隨后提出了一種應用于同軸腔可調濾波器的雙環輸入/輸出耦合結構。與文獻［1］［5］不同，該結構著力于減小同軸腔可調濾波器本身的端口等效短路線長度Lf.實驗結果表明：采用這種結構的同軸腔可調濾波器的端口等效短路線長度Lf相比傳統的采用單環耦合結構的同軸腔可調濾波器有大幅度的減小，可以為多路耦合器的制作帶來極大的方便。最后利用雙環結構設計了可調濾波器，并且制作了四路寬帶UHF多路耦合器，實驗結果驗證了這種耦合結構的有效性。

1.理論分析

1.1 多路耦合器分析

如圖1所示為四路星點式多路耦合器的結構圖，四路可調腔體濾波器分別通過一段傳輸線并聯到一起（分支接頭處），然后通過耦合網絡連接到天線。四個可調濾波器選擇通道的工作頻率，耦合網絡消除由于可調濾波器的接入給其他通道帶來的影響，使多路耦合器的各個通道能夠正常工作。由于四個可調濾波器的工作頻率隨時可變，因此，要求耦合網絡必須在整個多路耦合器工作頻段內都能盡量消除每一路可調濾波器接入所帶來的影響，使所有的通道正常工作。

圖1 星點式多路耦合器系統

根據文獻［1］，如圖1所示，對于某一個工作在頻率f1的濾波器（例如濾波器1），在分支接頭處，濾波器1在頻率f1處相當于一段特性導納0.02S的傳輸線。另外的三個濾波器工作在別的頻率，在分支接頭處，這三個濾波器在頻率f1處相當于三段并聯的、終端短路的傳輸線L，其長度等于Lf，Lj，Lt長度之和。根據傳輸線理論，濾波器的端口電納與短路傳輸線長度L的關系如下

其中：L是等效短路線長度，單位為m；c是真空中的光速；f是工作頻率；B是測量得到的濾波器端口電納。

對于四路的多路耦合器，并聯不同長度短路線L情況下能夠實現的耦合網絡性能如圖2所示。

圖2 并聯三種不同長度短路線的耦合網絡性能

由圖2可知：對于四路的多路耦合器，L的長度過長將會導致寬帶耦合網絡在工作頻段高端的差損過大。造成如此大插入損耗的主要原因是并聯三路可調濾波器引入的電抗性不匹配帶來的反射，因此，短路線過長將會嚴重影響多工器性能。對于225 MHz到328.6MHz這個頻段，當并聯短路線的長度超過280mm時，在工作頻段的高端，插損將超過1.5dB.實際上，只要短路線長度L超過260mm，寬帶耦合網絡的性能在頻率的高端就急劇惡化。因此，在保證濾波器通帶性能的前提下盡量減小其端口等效短路線長度L就成了多路耦合器設計中的一個很現實的問題。

1.2 同軸腔可調濾波器輸入輸出耦合環分析

圖3為采用經典的單環耦合同軸腔可調濾波器結構圖。其中，輸入輸出耦合環的終端與同軸腔的外導體連接，因此，耦合環可以等效為一段終端短路的傳輸線Lf.可調濾波器的端口等效短路線長度Lf是由其輸入輸出耦合環的尺寸和位置決定的。耦合環的位置以及其到內導體的距離可以根據所設計的可調濾波器的具體指標確定。如圖3所示的采用經典的單環耦合的可調濾波器的端口等效短路線長度Lf很大，測試得到的電納曲線如圖5所示，其中單環的尺寸為45mm×12mm.

采用雙環結構的同軸腔可調濾波器如圖4所示。其中雙輸入輸出耦合環的位置以及其到內導體的距離同樣可以根據所設計的可調濾波器具體指標確定，很多文獻做過這方面的研究［7－10］。在濾波器的工作頻率以外的頻段，濾波器的諧振腔處于非諧振狀態。由并聯電路原理可知，雙環并聯的等效短路線長度要小于單個大耦合環的等效長度。小環的尺寸越小，雙環的等效短路線長度越短。采用雙輸入輸出耦合環測試得到的電納曲線如圖5所示，其中大環尺寸為45mm×12mm，小環的尺寸為20 mm×8mm.

由圖5可知：對于單環濾波器，在工作頻段的中心頻率277MHz處，電納值為－0.9mS，按照上面提到的方法得到其端口的等效短路線長度Lf為263mm.此時無論將四個同軸腔可調濾波器在多路耦合器中如何擺放，三段短路線長度總和L肯定超過300mm.根據圖2的結果，寬帶耦合網絡在高端將不能匹配。對于雙環濾波器，在工作頻段的中心頻率277MHz處，電納值為－12.1mS，等效短路線長度Lf為176mm，相對于傳統的單環耦合的濾波器，長度減小了三分之一。

2.實驗結果分析

2.1 同軸腔可調濾波器實驗結果

為了驗證這種雙環結構的有效性，設計了一個帶寬為1MHz，采用經典單環耦合的濾波器，頻率范圍從225MHz到330MHz.腔體的半徑為20 mm.還設計了采用雙環結構，其他指標特性與單環結構相同的濾波器。雙環在濾波器中的位置如圖6所示。為了均衡帶內紋波帶寬以及雙環尺寸的需要，本文里小環采用半圓形耦合環。雙環濾波器和單環濾波器的傳輸性能測試結果對比如圖7所示。其中大環尺寸為45mm×12mm，小環的半徑為9mm.

由圖7可知：對于單環濾波器，在225MHz到330MHz的范圍內，采用雙環的濾波器比采用單環的濾波器插損要大，一般降低0.2dB左右，且回波損耗略大。其他指標兩者類似。

兩者性能指標類似的原因是在濾波器工作頻率上，同軸腔保持諧振狀態，大環與小環都耦合電磁場。因此，只要合理地設計雙環的尺寸，這種雙環耦合結構對濾波器帶內插損的影響有限。另外小環的尺寸不能太小，否則將對濾波器的帶內插損以及帶寬、紋波指標產生嚴重的影響。在設計過程中，大環和小環的尺寸要在端口等效短路線長度和濾波器的帶內指標之間作折中。

2.2 多路耦合器測試結果

利用兩種濾波器分別設計并且制作了相應的UHF四路多路耦合器。在多路耦合器中可調濾波器并排放置，減小了多路耦合器的體積和復雜度。測試結果如圖8所示。

圖8 兩種濾波器組成的四路多路耦合器性能對比

由圖7和圖8可知：對于雙環濾波器，在225 MHz到330MHz的范圍內，接上耦合網絡后，多路耦合器的帶內插損將比單純的濾波器插損降低0.5dB左右，回波損耗有所改善，這是耦合網絡的電抗性帶來的效應。對于單環濾波器，在頻率的中低端，其規律同雙環濾波器一樣。但是到了頻率的高端，330MHz附近，帶內插損指標急劇惡化，超過5dB，回波損耗指標也急劇惡化，小于6dB，達不到多路耦合器工作的指標要求。

采用雙環耦合結構的濾波器能夠保證由其組成的多路耦合器在整個頻段范圍內正常工作。采用單環耦合結構的濾波器所組成的多路耦合器在頻率的高端已經不能滿足多路耦合器正常工作的性能要求。因此，雖然雙環耦合結構比單環耦合結構復雜，并且會增大整個濾波器以及多路耦合器的插損（一般在0.2dB左右），但能夠在整個頻段內保證多路耦合器正常工作。雙環耦合結構的應用與否決定是否能夠順利地實現多路耦合器，所以，0.2dB的插損降低對于整個多路耦合器系統是可以接受的。

3.結 論

提出的應用于腔體可調濾波器的雙環輸入/輸出耦合結構可以將濾波器的端口等效短路線長度減小到經典的、采用單環的濾波器的三分之二以下，且兩者的通帶性能指標相差甚小。采用這種雙環結構的可調濾波器可以比較便捷地組合成多路耦合器。最后本文利用這種雙環結構設計并制作了三腔的同軸腔可調濾波器，并且組成了四路多路耦合器。測試結果證明了這種雙環耦合環結構的有效性。

［1］CLINE J F，SCHIFFMAN B M.Tunable passive multicouplers employing minimum－loss filters［J］.IRE Transactions on Microwave Theory and Techniques，1959，7（1）：121－127.

［2］HARRINGTON T A.Shipboard RF communications architectural alternative to electromechanically based multicoupler implementations［C］//Military Communications Conference，2008：1－6.

［3］PROCHAZKA A.Receiver multicouplers state of the art and optimum system design［C］//Vehicular Technology Conference，1983（33）：210－218.

［4］KAZEMINEJAD S，HOWSON D P，HAMER G..Base station multicoupler design for UK cellular radio systems［J］.Electronics Letters，1987，15（23）：812.

［5］CLARK J.Cellular rural statistical area（RSA）transmit and receive combining［C］//Vehicular Technology Conference，1989，1（3）：353－358.

［6］梁昌洪，謝擁軍，官伯然.簡明微波［M］.北京：高等教育出版社，2006：145－146.

［7］墨晶巖，馬哲旺.低溫共燒陶瓷（LTCC）四級低通濾波器設計［J］.電波科學學報，2005，20（5）：566－569.MO Jingyan，MA Zhewang.Design of an LTCC fourpole lowpass filter with two transmission zeros in its stopband［J］.Chinese Journal of Radio Science，2005，20（5）：566－569.（in Chinese）

［8］彭 毅，章文勛.應用交指電容加載環諧振器的微帶帶阻濾波器［J］.電波科學學報，2009，4（5）：909－913.PENG YI，ZHANG Wenxun.Compact microstrip band－stop filter using interdigital capacitance loading loop resonator［J］.Chinese Journal of Radio Science，2009，4（5）：909－913.（in Chinese）

［9］付淑洪，童創明，李西敏.一種新穎的開口環地面缺陷結構低通濾波器［J］.電波科學學報，2009，24（6）：1115－1118.FU Shuhong，TONG Chuangming，LI Ximin.A novel split－ring resonator defected ground structure lowpass filter［J］.Chinese Journal of Radio Science，2009，24（6）：1115－1118.（in Chinese）

［10］韓世虎，王錫良，樊 勇.廣義切比雪夫濾波器耦合矩陣的優化提?。跩］.電波科學學報，2007，22（1）：153－157.HAN Shihu，WANG Xiliang，FAN Yong.Optimization method for extracting coupling matrix of generalized chebyshev filter［J］.Chinese Journal of Radio Science，2007，22（1）：153－157.（in Chinese）