三電平有源層疊中點鉗位式變換器拓撲分析

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（中國礦業大學 信息與電氣工程學院，江蘇 徐州 221008）

1 引言

三電平變換器從產生至今已經有近30年的發展歷史，其間產生了大量的拓撲結構。三電平拓撲可以實現多電平輸出，使變換器能夠應用于更高電壓等級的場合，提高輸出電壓的諧波性能。1977年德國學者Holtz提出三電平逆變器主電路及其方案。1980年日本長岡科技大學的Nable A.等人在此基礎上繼續發展［1］，將輔助鉗位的開關管用一對二極管替代，分別與上、下橋臂串聯的主開關管中點相連，以輔助中點鉗位，單相的二極管中點鉗位式（NPC）轉換器拓撲結構如圖1所示。

變換器隨著其容量的不斷提升，功率器件的損耗也急劇增加，散熱問題已成為大功率三電平變頻器研發過程中的關鍵問題之一。功率器件的溫度都受其導通損耗（conduction losses）和開關損耗（switching losses）的共同影響。目前，國內學者對于三電平變頻器的損耗計算和分析已有較多的研究［2－4］。

圖1 三電平二極管中點鉗位式單相拓撲Fig.1 Single－phase three－level diode NPC

常用的二極管中點鉗位式三電平（3L－NPC）變換器的缺點之一就是同一橋臂內外管的損耗分布不平均［2］。一些衍生的新的拓撲結構，比如三電平有源 NPC（three－level active NPC）、三電平層疊式 NPC（three－level stacked NPC）［5－6］。采用ANPC或者SNPC的結構可以比傳統的NPC提高20%的系統容量或者85%的開關頻率，這對于實際應用很有價值［7］。衍生的拓撲可以提供比常用的二極管鉗位式拓撲更多的零電平的電流回路，通過對零電平的分配，也能夠有效地平衡各管之間的損耗。

在3L－ANPC和3L－SNPC 的基礎上，文獻［8］提出了一種新的衍生拓撲結構，兩個IGBT替代二極管進行鉗位，并有2個附加的可控開關與鉗位二極管反向平行連接。這種拓撲叫做三電平有源層疊中點鉗位式（3L－ASNPC）拓撲。3L－ASNPC拓撲的主要優勢是可以減少所有開關器件的平均開關頻率，平衡器件的開關損耗。而且可以使輸出電壓的等效開關頻率變為調制頻率的2倍。

本文首先介紹了常見的NPC拓撲，然后對3L－ASNPC拓撲的工作原理進行分析，利用交替反向層疊式（APOD）PWM進行調制，通過 Matlab仿真驗證其工作原理的分析和所提PWM算法的有效性。

2 常見3L－NPC的拓撲分析

2.1 三電平二極管中點鉗位式拓撲

二極管中點鉗位式三電平變換器在大功率交流傳動中應用十分廣泛。在圖1所示主回路中，直流電源被2個串聯的獨立電容分成3種電平：高電平狀態P（＋VDC／2），零電平狀態0和低電平狀態N（－VDC／2）。開關器件（本文中的開關器件均為IGBT）S1，S2導通，S2，S3斷開時，輸出端為高電平；S3，S4導通，S1，S2斷開時，輸出端為低電平；S1，S4斷開，S2，S3導通時，輸出端為零電平。在零電平狀態時，電流有2條通路：id為正向時，電流由鉗位二極管D1，S2流向負載；id為反向時，電流由負載側經S3，D2流向O點。

采用SPWM對二極管中點鉗位式NPC進行調制，載波頻率為fsw。當正弦參考電壓為正時，S2開通，S4關斷，S1，S3交替導通，開關頻率分別為fsw。正弦參考電壓為負時，S3開通，S1關斷，S2，S4交替導通，開關頻率分別為fsw。所以在一個完整的調制周期內，平均開關頻率fav＝fsw／2，輸出電壓的等效開關頻率fap＝fsw。在參考電壓為正時，S2一直導通，而S1頻繁的開斷，且S1關斷的電流比較大。由對稱性可知，S1，S4的開關損耗比S2，S3會更多一些。

2.2 3L－ANPC和3L－SNPC拓撲

三電平有源中點鉗位式（3L－ANPC）和三電平層疊中點鉗位式拓撲（3L－SNPC）都是二極管中點鉗位拓撲的衍生拓撲。其單相電路圖分別如圖2、圖3所示。

圖2 三電平有源中點鉗位式（3L－ANPC）單相拓撲Fig.2 Single－phase topology of three－level active NPC

圖3 三電平層疊中點鉗位式（3L－SNPC）單相拓撲Fig.3 Single－phase topology of three－level stacked NPC

3L－ANPC與二極管鉗位式拓撲結構相比，就是利用2個IGBT替代原來的鉗位二極管。因此，在零電平狀態時，有源鉗位就會比二極管鉗位式多出2條零電平狀態時的電流通路。采用不同的PWM策略進行調制時，每種狀態所對應的開關器件的開關順序也會不同。這里采用交替反向層疊式（APOD）PWM 進行脈寬調制時，3L－ANPC可以實現的狀態分別為：P，，，N，，。圖4即為調制時各個開關管的開關次序圖。

圖4 3L－ANPC拓撲的APOD－PWM調制策略Fig.4 APOD－PWM modulation strategy for 3L－ANPC topology

當參考電壓ur為正時，S1和S1c交替導通，S2c和S1的控制信號相同，S2和S3交替導通，S4一直關斷，此時可以實現3種狀態：P，，。S1，S2都導通時，實現狀態P，這時雖然S2c也導通，但它不會影響負載電流的通路，這時負載電流從2個IGBT中流過，或者從IGBT反向并聯的反向二極管中流；S1c和S2都導通時，可以實現狀態，此時負載電流從1個開關管和1個反向二極管中流過；S3和S2c都導通時，可以實現狀態，負載電流從一個開關管和一個反向二極管中流過。

當參考電壓ur為負時，S4和S2c交替導通，S1c和S4的控制信號相同，S2和S3交替導通，S1一直關斷，此時可以實現3種狀態：N，，。S3，S4都導通時，實現狀態N，這時雖然S1c也導通，但它不會影響負載電流的通路，此時負載電流從2個IGBT或者從2個反向二極管中流過；S2c和S3都導通時，可以實現狀態，此時負載電流從1個開關管和1個反向二極管中流過；S2和S1c都導通時，可以實現狀態，負載電流從一個開關管和一個反向二極管中流過，雖然此時S4也導通，但它不會影響負載電流的通路。

S2在整個周期內都工作，所以其平均開關頻率fav＝fsw。由拓撲結構的對稱性可知，開關管S3的平均開關頻率fav＝fsw。而其他幾個開關管的平均開關頻率均為fap＝fsw／2。

3L－SNPC拓撲與3L－ANPC相似，也可以采用圖4所示APOD－PWM策略進行調制。而且其拓撲中各個開關管的開關性能都相似。輸出電壓的平均等效開關頻率fap＝2fsw。因為在整個周期內S2，S3都會工作在開關狀態，因此其平均開關頻率fav＝fsw，而其他開關管（包括2個鉗位二極管D1，D2在內）的平均工作頻率fav＝fsw／2。

由以上分析可以看出，因為3L－NPC拓撲的結構問題造成其在工作時開關管的損耗分布不均衡。雖然3L－ANPC和3L－SNPC拓撲提供了更多的零狀態，使得輸出電壓的開關頻率倍增，但仍有開關管S2，S3在一個周期內以頻率fsw工作，因此也限制了整個轉換器的開關頻率和容量。

所以在3L－ANPC和3L－SNPC的基礎上，產生了一種新的拓撲結構，可以平衡所有開關器件平均的工作頻率。

3 3L－ASNPC拓撲的原理和特點

3L－ASNPC單相拓撲結構如圖5所示。與3L－SNPC相比，使用2個可以控制的IGBT取代原來的鉗位二極管，因此與3L－SNPC相比，它多提供了2條零狀態時的電流通路，所有這種拓撲結構就會有更多的PWM調制策略，選擇合適的調制方法就可以平衡所有功率器件的損耗。在本文中所給出的APOD－PWM策略可以使得所有的開關器件的平均頻率fav＝fsw／2，而且輸出電壓的等效開關頻率fap＝2fsw。與3L－ANPC在圖4中的控制方法相似，我們給出了3L－ASNPC的APOD－PWM策略，及其對應的開關次序圖見圖6。把參考電壓與載波Sd1和Sd2相比較可以得到6種開關狀態：P

圖5 3L－ASNPC單相拓撲圖Fig.5 Single－phase topology of threelevel active stacked NPC

圖6 3L－ASNPC拓撲的APOD－PWM調制策略Fig.6 APOD－PWM modulation strategy for 3L－ASNPC topology

每種狀態對應的開關次序如表1所示。

表1 3L－ASNPC變換器開關次序Tab.1 Switching sequence of 3L－ASNPC

當參考正弦電壓為正時，S1和S1c、S2和S3c的控制信號互補，S4c的控制信號與S1相同，其他的開關器件均關斷。在狀態P時，雖然S4c也開通，但它并不影響負載電流的通路，只對狀態有作用。當參考正弦電壓為負時，S3和S4、S2c和S4c的控制信號互補，S3c的控制信號與S4相同，其他的開關器件均關斷。在狀態N時，雖然S3c也開通，但它并不影響負載電流的通路，只對狀態有作用。

3.1 3L－ASNPC拓撲的開關狀態

由表1可知，當開關管S1，S2開通時，實現狀態P，雖然S4c也開通，但沒有電流流過，因此沒有相應的導通損耗。當開關管S3，S4導通時，實現狀態N，S3c也開通，但沒有導通損耗。對于零電平，總共有4種狀態。通過選擇不同的電流通路：S1c和S2，S3c和S4c，S2c和S3，就可以分配零電平狀態時的導通損耗。因為在零電平狀態時，無論選擇哪一條電流通路，無論負載電流為正或者為負，總會有一個開關管和一個反向并聯二極管導通。

圖7 3L－ASNPC拓撲各零狀態的電流通路Fig.7 Current paths corresponding to zero states for 3L－ASNPC

3.2 狀態切換過程

P→：負載電流通路由（S1，S2）換為（S1c，S2）。首先，要關斷開關管S1，經過一個死區時間后，開通S1c?！鶳：負載電流通路由（S1c，S2）換為（S1，S2）。首先，要關斷開關管S1c，經過一個死區時間后，開通S1。在死區時間內的電流通路（S1，S1c均關斷）如圖8a所示。

P→：負載電流通路由（S1，S2）換為（S3c，S4c）。首先，要關斷開關管S2，經過一個死區時間后，開通S3c?！鶳：負載電流通路由（S3c，S4c）換為（S1，S2）。首先，要關斷開關管S3c，經過一個死區時間后，開通S2。在死區時間內的電流通路（S2，S3c均關斷）如圖8b所示。

N→：負載電流通路由（S3，S4）換為（S3，S2c）。首先，要關斷開關管S4，經過一個死區時間后，開通S2c?！鶱：負載電流通路由（S2c，S3）換為（S3，S4）。首先，要關斷開關管S2c，經過一個死區時間后，開通S4。在死區時間內的電流通路（S2c，S4均關斷）如圖8c所示。

N→：負載電流通路由（S3，S4）換為（S3c，S4c）。首先，要關斷開關管S3，經過一個死區時間后，開通S4c?！鶱：負載電流通路由（S3c，S4c）換為（S3，S4）。首先，要關斷開關管S4c，經過一個死區時間后，開通S3。在死區時間內的電流通路（S3，S4c均關斷）如圖8d所示。

由上述分析可知，在3L－ASNPC拓撲中的每一個開關管只在半個周期內以開關頻率fsw工作，所以在整個周期內的平均開關頻率fav＝fsw／2。與此同時，輸出電壓的等效開關頻率fap＝2fsw。這一特點可以平衡開關器件的開關損耗。

4 仿真驗證

在 Matlab／Simulink中搭建3L－ASNPC 單相拓撲的模型，并根據圖8和表1中所給的開關次序進行 APOD－PWM 控制。仿真參數為：VDC＝2 000V，電阻R＝5Ω，電感L＝0.01H，載波頻率fsw＝1 000Hz，參考電壓頻率fr＝50Hz，調制比M＝1。

圖9為單相3L－ASNPC拓撲的輸出電壓與電流波形。波形可以驗證所提出的AVOD－PWM控制策略的有效性。輸出電壓等效開關頻率fap＝2fsw＝2 000Hz。

圖9 單相3L－ASNPC拓撲的輸出電壓與電流波形Fig.9 Output voltage and current simulated waveforms of single－phase 3L－ASNPC

圖10為3L－ASNPC拓撲中開關管S2的電壓電流波形，圖11為3L－ANPC拓撲中開關管S2的電壓電流波形?？梢钥闯?L－ASNPC拓撲中開關管S2只在參考電壓為正的半個周期內以開關頻率fsw工作，當參考電壓為負時，沒有電流流過S2，因此在整個調制周期內S2的平均開關頻率為fsw／2，由拓撲的對稱性可知S3也會有相同的工作特點。而3L－ANPC拓撲中開關管S2在整個調制周期內都以調制頻率fsw工作，所以在整個周期內的平均開關頻率也為fsw。

圖10 3L－ASNPC拓撲中開關管S2的電壓電流波形Fig.10 Voltage and current simulated waveforms for S2of 3L－ASNPC

圖11 3L－ANPC拓撲中開關管S2的電壓電流波形Fig.11 Voltage and current simulated waveforms for S2of 3L－ANPC

5 結論

本文通過對3L－NPC、3L－ANPC、3L－ASNPC拓撲進行原理分析和仿真驗證，得出以下結論。

1）3L－NPC拓撲結構清晰，控制簡單，但其每一個橋臂上的開關器件的損耗分布不平均，而且輸出電壓等效的開關頻率與調制頻率相同。

2）3L－ANPC比3L－NPC多了兩條零電平電流通路，因此可以更好地平衡各個開關器件的功率損耗，而且可以使輸出電壓的等效開關頻率增倍。但是同一橋臂上的各個開關器件的平均開關頻率不相等，限制整個設備的最大開關頻率或者輸出功率等級。

3）3L－ASNPC拓撲比3L－NPC又多了兩條零電平電流通路，因此可以使所有開關器件的平均開關頻率減小為調制頻率的一半，使輸出電壓的等效開關頻率為調制頻率的2倍。因此，3L－ASNPC拓撲會更加適合大功率、高開關頻率的場合。雖然，為此付出的代價是使用了更多的開關器件，但是可以想象在不遠的將來，隨著控制策略的改進，3L－ASNPC拓撲一定會有更加廣泛的應用。

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