基于OFDM波形的短波通信與超視距雷達集成實驗研究

邵啟紅 萬顯榮* 張德磊 趙志欣 柯亨玉

①(武漢大學電子信息學院電波傳播實驗室 武漢 430072)

②(中國電子科技集團公司第二十八研究所 南京 210007)

1 引言

長期以來通信領域和雷達領域由于受各自研究對象的不同而被嚴格地區分，以短波(3～30 MHz，又稱高頻、HF)為例，因其獨有的電離層折射傳播和沿導電海洋表面繞射傳播特性，高頻電磁波在通信領域和雷達領域都有著廣泛應用。就通信而言，它可以實現數千甚至上萬公里的遠距離通信，也可進行幾十到數百公里的中近距離通信，既可用于艦載、機載、車載、個人背負等移動通信，也可用于大型固定臺站通信，使用機動靈活、設備簡單、造價低廉。就雷達而言，可分別構建天波雷達、地波雷達和天地波混合雷達，3類雷達均具有作用距離遠、超視距、反隱身等突出優點，是主權國家用于戰略預警、國土防空、海洋權益維護的重要裝備，此外該雷達還可作為遠程大面積海洋表面動力學參數(風、浪、流)監測和大區域電離層環境遙感的有力手段[1－3]。

國內外已經有不少的學者研究了雷達與通信的一體化設計方案。按照發射機、接收天線、接收機等硬件是否共享等條件，將一體化的方式進行了分類并分析了各種方式的特點和適用條件[4－6]。其中，關于信號共享，信號波形的設計及其應用的研究也成為當前的熱點問題[7－10]。

OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)技術是一種在通信系統中廣受關注的多載波數字調制方式，具有較高的頻譜利用率、較強的抗衰落和抗干擾能力等優點。隨著雷達技術的發展，OFDM 的概念也被引入到雷達應用中，并逐漸成為了新興的雷達信號形式[11－13]。

本文針對超視距雷達組網探測的需求，提出了一種基于 OFDM 波形的短波通信與超視距雷達探測一體化工作模式，研究了其實現所涉及的關鍵技術，介紹了利用武漢大學新近研制的全數字主被動一體化高頻地波雷達硬件平臺實現信息傳輸和雷達探測功能的實驗結果。

2 OFDM基本原理及參數設計

OFDM是一種特殊的多載波傳輸方案，既可以看作是一種調制技術，也可以被當作一種復用技術，其主要思想是：利用多個正交子信道分擔傳輸任務，即將原始的串行數據流經串/并轉換后映射到多個相互正交的子載波上進行調制，然后對各子載波求和后實現傳輸。在接收端則通過相逆的過程，利用各子載波的正交關系分離出傳輸數據。

OFDM時域基帶信號可以簡單表示為

其中： Kmin為最小子載波序號；Kmax為最大子載波序號；k為子載波序號；Ts為OFDM符號持續時間；dk為第k個子載波上的調制數據。由上式看出，OFDM 信號不同的子載波之間在頻域上保持了1/Ts均勻間隔，如圖1所示，在每個子載波頻譜的最大值處，其他所有子載波的頻譜恰好為零點，因此若在各載波頻譜最大值點進行抽樣，子載波間將不存在相互干擾。

基于 OFDM 系統子載波頻域的正交性，利用FFT快速算法可高效地實現OFDM信號的調制解調，隨著數字信號處理和超大規模集成電路技術的逐漸成熟，高速多層次QAM調制技術、網格編碼技術、軟判決技術、信道自適應技術、保護間隔技術、信道均衡快速計算等技術逐步引入到無線通信領域，使得諸如復雜計算、高速存儲器等妨礙OFDM實現的問題得到徹底解決。隨著無線語音、視頻、寬帶接入、無線局域網、多媒體業務等無線通信業務的發展，OFDM技術得到了廣泛應用。

圖1 OFDM信號頻譜

3 OFDM短波通信的關鍵支撐技術

短波信道是一種時變色散的信道，存在多徑時延、衰落、多普勒頻移、天電干擾和電臺干擾等一系列復雜現象。OFDM系統需要根據信道特性來設計參數，不同的傳播模式、多徑數量與強度、多普勒頻偏、多普勒擴展等信道特性決定了系統參數的選取。需要考慮的參數有信號帶寬、數據比特速率、信道多徑擴散時延、符號長度、保護間隔(Guard Interval,GI)長度、數據幀個數、子載波數目、導頻數量和能量、符號周期等。

3.1 循環前綴技術

短波通信中的多徑現象幾乎不可避免，多徑現象產生的原因大致有：天波與地波同時傳播、電離層多跳、電離層不同層反射、寬波束或者不同仰角發射、地磁場把信號分成兩個磁離子模式分量(即O模式和X模式)、電離層不均勻體呈現的多個散射體[1]。多徑的存在，將會導致前一個符號的結束部分與后一個符號開頭部分重疊，產生符號間干擾(Inter-Symbol Interference,ISI)導致頻率選擇性衰落，使信號質量下降。相對于其他多載波通信系統，OFDM系統在頻率選擇性信道具有一定的優勢，由于數據被調制到多個子載波信道進行傳輸，每個子信道的數據速率降低，相應的多徑擴散容限將提高，但是對于天波傳播路徑的大時延來說，仍然會產生ISI從而破壞子載波之間的正交性。

為了對抗多徑效應導致的ISI，添加循環前綴(Cyclic Prefix,CP)被證明是十分有效的方法，此時，OFDM符號的結構可用圖2表示，其中Tg為保護間隔長度，Tu為有效部分長度，符號長度變為Ts=Tg+Tu。循環前綴長度要求大于多徑擴展時延，即Tg≥τmax，且長度越長，系統抗干擾的能力也就越強。但因其屬于輔助結構，不攜帶有用信息，故Tg的增大會導致信號能量與信息速率的損失。

圖2 完整OFDM符號結構示意圖

根據通信環境不同的傳播時延，通過調整 CP與符號長度比值 GR=Tg/Ts來設計循環前綴參數，實驗表明，當 Tg/Ts≤0.25時，可使得子信道滿足平衰落的要求[14]。本實驗參考短波信道的特點設計了如下幾種魯棒模式以適應不同的傳播環境。

表1 OFDM信號的不同模式

3.2 離散導頻技術

在實際的短波通信環境中，信道的時域和頻域響應是多變的。對于OFDM多載波傳輸系統而言，多徑干擾引起的頻率選擇性衰落在不同的子載波上表現將會不一樣，從而導致OFDM符號在各個子載波上出現的畸變不均勻。為了實現有效穩定的通信，OFDM 系統常在信號幀結構中添加固定的參考單元(導頻)，為接收端解調提供必要的輔助。導頻的數量、能量、插入方式與信道的最大多徑擴展時延、最大多普勒頻移等傳播信道環境有關。根據功能的不同，又將其導頻分為時間導頻、頻率導頻和增益導頻。時間導頻是為了收發兩端數據幀頭的確認，一般位于幀內首符號；頻率導頻是用作估計收發兩端的載波頻率偏差，一般占用所有符號中固定的頻率位置；增益導頻是為實現對信道響應的實時跟蹤與均衡，圖案在時頻方向上具有相等的擴展，增益導頻插入方式常見的有梅花狀導頻和梳狀導頻。在參考了短波段相關標準[15]之后，本次實驗采用了梅花狀增益導頻方案。3種導頻(參考單元)位置分布如圖 3，能量分布如圖4。

圖3 導頻在OFDM中的分布

圖4 導頻在復平面的能量分布

3.3 峰均功率比抑制技術

用于短波通信的 OFDM 信號為連續波，是由多個獨立的載波信號時域疊加而成，當各載波信號相位相同或相近時，疊加后在時域某些地方會出現很大的峰值，由此會帶來很高的峰均功率比(Peak-to-Average Power Ratio,PAPR)。峰均功率比過高會造成信號的非線性失真，產生諧波，造成較明顯的頻譜擴展，導致系統性能下降。OFDM信號的高 PAPR對接收機和發射機的線性特性和動態范圍都提出了很高的要求。

在如何降低OFDM信號的PAPR問題上，國內外學者提出了很多種解決方法，大概可以分為預畸變技術、編碼類技術和概率類技術。預畸變技術是指信號在經過放大器之前預先對其中幅值較大的值進行非線性壓縮處理，減小或消除信號經過放大器時產生非線性失真的概率，其本質就是對信號中超過規定門限的值進行非線性處理，這類技術主要有限幅法、峰值加窗或消除法、壓縮擴張技術等；編碼類技術是指選擇 PAPR較小的信號碼字進行傳輸，減少傳輸PAPR較高的碼字組合，它是一種線性的處理方法，不引入非線性失真和干擾，但一般會以一定的數據速率損失為代價且系統復雜度會增加，常用的編碼方式有互補格雷碼、雷德密勒碼和分組編碼等；概率類技術的主要思想是利用不同序列來表示同一組需要傳輸的信息，從中選擇PAPR 最小的序列作為 OFDM 信號傳輸序列，該類方法也不會使信號產生非線性失真，其主要的方法有選擇性映射法、部分傳輸序列法等[16－18]。本實驗中主要采用了限幅法和壓縮擴張法。

3.4 同步技術

電離層中各種不均勻散射體的運動、反射層經常性的起伏變化、電離子密度變化等因素導致傳播路徑的長度不斷地變化，信號的相位也隨之產生變化，因而產生了短波信道的多普勒效應。這種相位的變化，導致信號解調中需要不斷進行同步，OFDM 信號的同步根據功能可將其同步劃分為時間同步、頻率同步、樣值同步和幀同步。時間同步是為了確定 OFDM 符號有效部分的起始時刻，即接收端 FFT開窗的起始點；樣值同步是為了糾正由于收發系統時鐘頻率偏差而導致的采樣點偏移，由于本系統采用 GPS模塊提供的高穩時鐘源，所以采樣率偏差帶來的影響很小，可以忽略；頻率同步用于糾正由收發兩端的本振頻率偏差以及傳輸信道不穩定而引入的載波頻率抖動，由于頻偏會導致子載波之間的正交性遭到破壞，從而使得系統性能急劇下降，所以OFDM系統的頻率同步非常重要；幀同步則是為了搜索每個傳輸幀的起始符號，以確定每幀的數據體頭部。

3.5 信道編解碼技術與信道均衡

為了更好地抵抗短波信道突發干擾，提高系統容錯能力，還需在系統中引入信道編碼技術，本實驗系統采用偽隨機二進制序列多項式進行能量擴散，使得原始數據隨機化，采用可刪余卷積碼進行差錯控制，采用了比特交織技術使系統能夠更好地抵抗突發干擾。

解調過程需要估計出信道的時域或頻域響應，然后通過信道均衡對接收到的數據進行校正與恢復，其算法的性能主要決定于信道的最大時延、噪聲以及估計方法等。

信道編解碼及信道估計對系統性能的改善具有很重要的影響，在上文表1中模式2所給信道條件下，采用2維Wiener濾波算法進行信道估計并均衡，然后統計加入信道編碼模塊前后解調誤碼率的變化，得到結果如圖5所示。從圖5中可以看出，信道編碼能大大提升系統性能，也使得接收端能在更惡劣的信道環境下提取出較低誤碼的發射信號，從而提高獲得信號的準確度。

圖5 信道編碼對誤碼率的影響

4 基于OFDM波形的超視距雷達探測技術

現有該頻段雷達多數采用主動輻射信號的有源體制，發射信號形式包括：脈沖線性調頻(相位編碼)、線性調頻連續波、線性調頻中斷連續波等。雷達與通信由于各自側重點不同，在進行波形設計的時候需要綜合考慮多參數以優化資源的配置。對于雷達通信一體化系統，OFDM信號的參數，比如帶寬、循環前綴長度、導頻數量與能量、符號的長度等參數都將影響到雷達系統的探測性能和處理方式，系統發射功率、載波頻率、波束覆蓋范圍、以及是否采用單頻網(Single Frequency Network,SFN)結構等特性將影響雷達的探測威力和組網性能。表2列出了集成系統需要綜合考慮的參數資源。

表2 雷達與通信集成系統參數資源

4.1 波形特性與模糊函數修正

模糊函數是分析雷達波形的有效工具，它描述了雷達系統所采用波形具有的距離分辨力、雜波抑制能力等潛在性能，其一般定義式為

其中，s(t)為信號復包絡，τ表示時延，fd為多普勒頻移。對雷達而言，通常情況下，設計波形的理想目標是圖釘狀模糊函數，其具有單一的中心峰值，且其余能量均勻地分布于時延-多普勒平面。不存在第2峰值意味著沒有距離和多普勒模糊，而基底均勻且平坦表明旁瓣均勻，可以有效地減小遮擋效應。

在本次實驗中使用的 OFDM 信號基本參數如表3所示，基帶信號的模糊函數如圖6所示。

表3 OFDM參數

圖6 OFDM信號的模糊函數

OFDM系統因通信需要而在每個符號中加入了CP，使得在模糊函數時延剖面Tu位置出現副峰，稱為循環前綴副峰。梅花狀導頻的分布，即在頻率和時間上的等間隔分布使得信號在一定的時間間隔和頻率間隔位置具有相關性而產生副峰，稱為導頻副峰，經過分析得知，導頻副峰的位置和導頻圖案的選擇、導頻數值的選擇及導頻的插入密集程度有關。本系統中增益導頻子載波序號kg的子集為

其中p為整數，s為OFDM符號序號。分布規律為：同一符號載波間隔為6，相鄰符號頻率軸間隔為2，以3個符號為重復周期。僅考慮導頻值，將3個連續符號內導頻的 OFDM 符號 u(t)分別表示為：u0(t),u1(t),u2(t)，都可看作是頻率間隔為6/Tu的多個正弦信號疊加，在時域會表現出一定的周期性，且周期為Tu/6，求得 u0(t)的自相關函數 A0(τ)，副峰將位于：

每個符號導頻分布規律一致，只是初始載波不一樣，相鄰符號頻率軸間隔 2，設 ωu=2π/Tu，則u1(t)與u2(t)的自相關函數可表示為

且副峰也位于B0。則u(t)符號內的自相關函數為

由式(5)可知，集合B0中n=3或n=6時，u(t)在符號內自相關副峰位于：

考慮多普勒頻率，根據3個符號為重復周期，即在頻率1/(3Ts)整數倍位置可能出現副峰，用上述的分析方法，同理可得副峰位置集合C1,C2為

由式(6)-式(8)可知增益導頻符號內的自相關副峰位于 C=C0∪ C1∪ C2如圖7所示。

圖7 OFDM信號的模糊函數副峰分布

在雷達系統中，通過計算直達波和目標回波的互模糊函數以實現對動目標的探測，根據峰值出現的位置來提取目標的距離和多普勒參數。模糊函數中副峰的出現會形成虛假目標，而且強目標回波引起的副峰可能會掩蓋弱目標回波信號，因此，需要對OFDM 信號作一些預處理，以抑制 OFDM信號周期性結構所引起的模糊副峰雷達探測的不利影響。關于模糊副峰抑制的方法很多[19]，但是總的思想是降低信號的相關性，較為簡單的處理方法包括：導頻信號置零、正交化導頻序列或者隨機化導頻序列。

對于由循環前綴導致的副峰，通過在同步之后丟棄循環前綴部分(相當于置零)然后再進行距離多普勒處理。對于導頻引起的副峰，可以在距離多普勒處理前對參考通道信號導頻位置進行相位隨機化處理，使之與監測通道信號導頻信號正交或者隨機化，從而降低相關性。

4.2 通信信號解調和參考信號重構

由于信號具有不同的魯棒模式，通信信號解調過程中需要進行信號模式的識別以確定基本的信號參數。根據它們的循環前綴與有效符號部分時間長度的比例不同，然后利用該模式的符號參數在多個符號內進行循環前綴與其母本的滑動相關運算，最后根據最強相關峰值確定當前模式。

解調過程中需要進行時間同步、頻率同步和幀同步。時間同步可采用基于循環前綴定時同步算法。頻率同步包括小數倍頻偏估計和整數倍頻偏估計，小數倍頻偏估計可根據循環前綴的相關函數的累積相位來判斷，整數倍頻偏可以根據頻率導頻來進行判斷。幀同步則可以利用時間導頻來進行估計[20,21]。設{Sk}和{Rk}分別為發送和接收序列，則整個同步的過程如圖8所示。

在增益導頻圖案已經設定的情況下，可供選擇的信道估計算法有很多，主要有線性插值估計算法、Wiener濾波估計算法和基于DFT的信道估計算法等。具體實現時候都是先估計出導頻信號處的信道響應，然后再采用具體的插值算法估計出整個信道的頻率響應，并基于估計值對接收信號加以均衡[22]。

圖8 OFDM系統中的各種同步

在雷達探測過程中，一般需要利用波束形成技術將陣列波束指向發射臺方向以形成參考通道，并盡可能提高參考信號純度。在雷達與通信集成系統中，可以通過重構算法提純參考信號。當信號被完整解調出來之后，便可以利用已知的調制方法進行參考信號重構。將重構信號與提純后的接收信號進行對比，可以驗證基于重構的探測方法的有效性。試驗中接收信號與重構信號的對比結果如圖 9所示，圖中兩條曲線分別表示接收信號的自相關結果和接收信號與重構信號的互相關結果，由圖可以看出，兩條曲線幾乎重合，且兩相關峰相對基底的高度基本相同。對比結果表明重構信號與接收信號擁有較理想的相關性，也同時驗證了整套重構算法的有效性。

圖9 接收信號與重構信號的對比結果

4.3 匹配濾波與相干積累

雷達系統通過參考通道獲取參考信號，通過監測通道獲取的目標回波信號。監測通道和參考通道信號經采樣、正交變換和下變頻后得到基帶信號?；鶐盘栔谐烁信d趣的目標回波和直達波信號外，還包含有大量的多徑雜波、環境干擾等成分。雙通道數據經過參考信號提純、多徑雜波抑制、匹配相關、相干累積、目標檢測和跟蹤等步驟得到目標參數信息。短波段雷達通常通過長相干累積以得到較高的頻率分辨率，相干積累巨大的計算量給系統實時化帶來嚴峻挑戰。國內外學者提出了多種快速的計算方法，一般都需將信號分段。本系統中，將采樣信號分段，劃分成快時間信號和慢時間信號，對快時間信號做距離譜，通過 FFT處理慢時間信號得到距離多普勒譜，其流程如圖10所示。

圖10 距離多普勒譜的處理流程

動目標回波信號可用經目標運動調制后發射樣本表示，對于窄帶信號，一般可以忽略因調制引起的回波包絡變化等效應。通過互模糊函數測量目標多普勒頻偏可以獲得目標的徑向速度，由于動目標速度分辨率受限于信號的時長，根據需要確定時長進行相干累積。

4.4 目標檢測與跟蹤

對于在時變信道下工作的短波通信與雷達集成系統，要在不同噪聲、雜波和干擾背景下檢測目標信號，應采用恒虛警檢測器以保證虛警概率恒定的同時得到高的檢測概率。為了降低計算量，可在恒虛警檢測前先進行峰值檢測。恒虛警檢測器有適用于不同噪聲或雜波分布下的自適應設置門限、非參量型檢測器、雜波圖等方法[23]。

對于低信噪比目標的檢測取決于接收機內部/外部噪聲、干擾抑制效果、直達波抑制效果、相干累積時間長短等因素，靈敏度/探測精度/距離是由雷達波形和工作參數決定的，以上因素決定了系統的探測威力。經過恒虛警目標檢測后，僅能獲取目標相對于直達波的距離差和投影在雙基地角平分線上的速度信息，因此要獲取目標的實際位置和速度還需要目標的方位信息。實際中可采用波束形成和超分辨測向方法對目標定向。當有可信方式證實目標確實存在而不是虛警的時候，而且目標存在時間足夠長，則可以根據目標的方位、距離和速度信息進行關聯并估計目標的航跡，通過雷達調度和控制，產生自動跟蹤過程并形成航跡文件。

本實驗選用基于 OFDM 調制解調理論的參考信號重構方法來提取參考信號?；鶐盘柺紫冉涍^通信解調恢復出發射端傳送的純凈比特流信息，然后經物理層調制重構出直達波信號。通信解調的目的是為了獲取發射端傳送的通信信息，它包含同步、信道估計和信道解碼幾個步驟。系統信號處理流程如圖11所示。

圖11 信號處理流程

5 實驗結果

5.1 系統介紹

武漢大學新近研制的主被動一體化高頻地波雷達系統基于軟件無線電思想設計，其發射波形產生與接收信號采集均采用全數字方案，從而具有很好的通用性和可擴展性，是一部兼容多基地、多頻率、多波形，并且可實現多功能探測的實驗系統。系統可工作頻段為8-25 MHz，發射根據需要可采用三元組合單極天線或對數周期天線，接收天線單元采用無源的寬頻帶單極螺旋天線，接收系統可依需求配置為16-32通道，收發系統結構示意圖如圖12所示。由于 OFDM 系統對時鐘有較高要求，系統分別為信號發生裝置與數字接收機配備了超高穩 GPS時鐘源作為基準時鐘，即框圖中的10 MHz時鐘產生模塊，系統時鐘為80 MHz，由時鐘源倍頻后得到。

5.2 實驗場景及參數

通信信號發射站位于山東青島沿海，接收站位于山東煙臺沿海，系統收發站地理布局如圖 13 所示，收/發兩站之間相距約50 km。發射站產生如表3所示OFDM連續波信號，數據采用64QAM標準映射，調制信號內容為某圖片數據，發射信號經由2 kW功率放大器輸出，載頻為8.2 MHz，信號帶寬為20 kHz。

圖12 集成系統總體結構框圖

圖13 收發站位置布局

接收機射頻直接采樣率設為48 MHz，經正交變換和數字下變頻(DDC)后得到基帶采樣率為 24 kHz，將接收系統配置為16通道，16元接收天線排成線陣，陣列法線方向根據收/發站地理位置進行確定，由圖13中的站點分布位置可知，發射信號可以經過地波傳播模式或者天波模式到達接收陣列。

5.3 集成實驗通信結果

短波段電磁環境非常擁擠，存在大量廣播通信電臺干擾，此外受電離層影響，電磁環境在不同時段或不同地點有很大差異，所以不同時段接收信號的好壞存在顯著差異。在短波通信與雷達集成實驗中，通信效果與探測結果好壞具有明顯的一致性。圖14展示本次試驗不同信道環境下的64QAM的星座圖。

實驗中發送的圖片為圖像處理領域常用的名為camera man的圖片作為信源，圖15通過選取不同時段的解調結果說明不同信道條件下的通信效果。

5.4 集成實驗探測結果

通過對系統配置不同的參數，可使該集成系統分別工作在不同的探測模式，進行高/低速目標探測和海洋回波譜的提取。在同頻率同波形的情況，不同信道情況下的實測回波譜如圖16。

圖14 不同信噪比下的接收信號星座圖

圖15 不同信道條件下的通信結果

圖16 不同信噪比探測結果

6 結論

短波通信與超視距雷達一體化實驗平臺集成了傳統通信系統的數據傳輸功能，同時具有高頻天/地波雷達和雙/多基地雷達的多種優點，還可進行組網以擴大覆蓋范圍，可同時用于短波通信、海洋環境監測、移動目標探測等領域，節約了系統成本和頻譜資源，具有廣闊的應用前景。

本文實驗結果證實了 OFDM 信號既是優秀的通信信號，也是良好的雷達信號，是短波通信與超視距雷達一體化技術的一次大膽的嘗試，為超視距雷達多功能化及組網探測等技術提供了現實依據。

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