單級PFC反激電源的設計與優化

劉鴻飛，潘永雄，牛春遠

（廣東工業大學 物理與光電工程學院，廣東 廣州 510006）

高亮度發光二極管（Light Emitting Diode，LED）以節能、環保、高效、壽命長等諸多優點，受到人們的青睞，將成為新一代綠色照明電源。隨著高亮度LED照明技術的不斷成熟與不斷創新，它被廣泛的應用于各個領域[1]。LED芯片是一種能夠將電能轉化為可見光的固態半導體電流控制型器件，隨著使用過程中LED芯片的溫度升高，其正向導通電壓會增大，工作電流會發生變化。所以，電流是影響其發光性能的關鍵因素，為了使其工作性能最佳，必須保證驅動電源的工作電流恒定。

為了保證LED高效節能、高可靠的優勢，針對不同的應用場合和功率要求，需要選擇合適的電路拓撲結構，使LED驅動電源具有高效率、高可靠性、高功率因數、低成本等優點。對于中小功率LED驅動電源而言，一般選用結構簡單，成本低的反激拓撲結構。為了滿足節能環保的要求和美國能源部（DOE）“能源之星”關于固態照明（SSL）標準，選用有源功率因數校正控制器TDA4863，設計了一款高功率因數高效率的反激式LED驅動電源。

1 單級PFC反激電路的分析與優化

1.1 TDA4863芯片功能簡介

TDA4863是英飛凌科技公司繼TDA4862之后推出的一款性能改進的峰值電流型控制的功率因數校正控制器，工作于臨界模式。與傳統的開關電源脈沖寬度調制（PWM）控制IC工作于連續模式或斷續模式的不同之處是，臨界模式工作于變頻模式，在輸入電壓和輸入電流變化時，通過快速的調節工作頻率使輸出達到穩定。TDA4863芯片具有極低的啟動電流，可降低芯片功耗；內部參考電壓25℃時誤差率在1%以內；在內部高線性乘法器中嵌入了交流輸入總諧波失真（THD）最優化電路，能在寬范圍的交流輸入電壓和一個大的負載范圍內提供非常低的總諧波失真及高次諧波成分，進一步有效的控制交流輸入電流的交越失真和誤差放大器的輸出紋波失真，從而提高功率因數和非常低的THD。此芯片通常應用于前級AC/DC功率因數校正電路，而本文將該芯片應用于了單級PFC反激電路，使電路簡化，降低成本，提升效率。TDA4863的內部功能框圖如圖1所示[2]。

1.2 單級PFC的工作原理與功率因數的優化

基于TDA4863單級PFC反激變換器的原理框圖如圖2所示。主要包括浪涌抑制電路、EMI濾波及整流電路、主電路、控制電路、反饋取樣電路和輸出濾波電路。通過該原理框圖來分析單級PFC的基本工作原理，并對功率因數進行優化設計。

圖1 TDA4863內部框圖Fig.1 TDA4863 internal bolck diagram

圖2 基于TDA4863單級PFC原理框圖Fig.2 Based on the TDA4863 single-stage PFC principle block diagram

1.2.1 單級PFC反激變換器的工作原理

結合圖1和圖2分析單級PFC反激變換器的工作原理[3]，輸入交流電壓經過浪涌保護、EMI濾波電路，再經過整流電路之后，得到半正弦信號電壓Vm（t）

通過電阻 R6、R7、R8分壓送至 TDA4863MULTIN 腳，作為內部模擬乘法器的一輸入信號VM1

輸出電壓的采樣信號通過光耦反饋至IC內部的電壓誤差放大器的反向輸入端，與基準電壓進行VREF比較放大得到模擬乘法器的另一輸入信號VM2。乘法器要在很寬的動態范圍內具有很好的線性轉移特性，與它的兩個輸入電壓的乘積成正比，即

式中，K表示乘法器的增益，是一個常數，單位為1/V；VM1表示MULTIN腳電壓；VM2表示內部誤差放大器的輸出電壓；VMO表示乘法器的輸出電壓。

反映電感電流的信號則由外接MOS管的源級電阻R3引出，送至電流檢測ISENSE腳，與內部電流檢測比較器的反相端相連，乘法器的輸出VMO則接比較器的同相端，作為比較器的基準電壓。當電流檢測比較器反相端的信號幅值超過同相端時，則RS觸發器復位，關斷MOS管，使初級繞組的電流為零，關閉后能量從次級繞組輸出，次級電流逐漸下降。當通過零電流檢測電阻的電流降低到零時，則RS觸發器會輸出高電平，開通MOS管，初級繞組電流開始上升，初級繞組的電流波形和次級繞組的電路波形如圖5所示[4]。通過反復的開關過程，就可以確保原邊電流會隨著輸入電壓的變化而變化，得到與輸入電壓相位相同的輸入電流，實現PFC功能。

圖3 初次級電流波形Fig.3 Primary and secondary current waveform

1.2.2 功率因數的優化設計

為了使電源功率因數更高，需要對電源功率因數進行優化，來滿足市場客戶的需求。在對電源進行其優化時，需要對整機的效率，EMI和功率因數等做折中選擇，使其電源的性能達到最佳。通常功率因數優化的可以從輸入電容的選取，輸出電容的選取，輸出反饋環路的設計和變壓器的設計等方面來考慮。

輸入電容包括EMI濾波電容和輸入電容C3，通常對于一款規格參數確定的電源，輸入電容容值小，PF值就越高。但是，電容的取值不能太小，否則電源將會產生干擾或者噪音；同時，還要考慮EMI，電容C3容值需合理選擇。對于單級PFC反激式電源，輸出紋波是兩倍于工頻的電壓紋波，輸出電壓的紋波大小通過電壓反饋回路影響電源的PF值。通常輸出電壓紋波越小越好，就需要較大的輸出電容，而在設計過程中，需要考慮到體積，成本，壽命等因素，電容的選取受到了限制。由式（3）可以看到VM2參與了PFC的控制，VM2電壓信號，包含的輸出電壓成分越少越好，條件是反饋環路的增益不能太大，在不影響系統動態響應的情況下，盡量減小環路增益。變壓器的設計與繞制需要考慮初級漏感，繞法，匝比等因素，來優化PF值，提高效率以及改善EMI。

2 電源效率的分析與優化

高效率是LED驅動電源低溫升、長壽命、高可靠的基礎和保證。單級PFC反激式LED電源主要的損耗是變壓器損耗、開關管損耗和次級整流管損耗。為了實現高效率，需要對電源主要損耗部分進行優化設計。

2.1 變壓器的損耗分析

變壓器的損耗，不僅影響整個產品的效率，性能以及外圍器件的發熱，而且會使變壓器自身溫升高，絕緣材料易老化，磁芯磁導率改變等。反激變壓器的損耗主要包括線圈損耗、磁芯損耗和漏感損耗。在設計變壓器時，要是能量損耗最小，可以選擇不同磁芯材料，調整線圈繞組的匝數，盡可能使線圈損耗等于磁芯損耗，初級繞組的線圈損耗與次級繞組的線圈損耗相等。對于變壓器的設計，漏感也是不可忽視的因素。所謂漏感，就是未耦合到次級的電感。當開關關斷時，漏感能量無傳遞通路，所以它就以高壓尖峰的形式表現出來。漏感不僅影響效率，若不盡量吸收此漏感能量，則將引起很大的電壓尖峰，導致開關管損壞。從電源的成本，開關管的應力，效率等方面考慮，普遍采用RCD鉗位電路（如圖2所示）吸收開關瞬間的漏感尖峰。為了減少漏感，一般采用三明治繞法，三明治繞法的好處主要是增加初次級的耦合面積，降低漏感，從而可以降低MOSFET關斷時的漏感尖峰電壓，降低MOSFET的電壓應力，提升效率[5]。

2.2 開關管的損耗分析

開關管的損耗主要包括導通損耗和開關損耗。導通損耗就是開關管處于導通狀態時，損耗的功率。其值為：

其中，I表示開關管導通時流過電流的有效值；RDS-ON表示25℃時的MOS管的通態電阻。

導通電阻和溫度有關，溫度升高時，導通電阻變大，開關管溫度升高。從式（4）可以看出，可以選擇導通電阻低的MOS管或者采用COOLMOS替代常規MOS管來降低損耗。

開關損耗包括開通損耗和關斷損耗，而對于單級PFC反激電源，開關管零電流導通（ZCS），所以開通損耗很小，主要是關斷損耗。關斷損耗是MOS管開通關斷過程中由于開關管兩端電壓變化與流過的電流變化交叉產生的損耗，通常采用軟開關技術，實現開關管軟關斷，減小電壓電流疊加區域，提高效率。由于開關損耗與開關頻率成正比，實驗測試表明在開關頻率在幾十kHz以下時，開關損耗小于導通損耗，隨著頻率的提高，開關損耗會迅速增大，在100 kHz以上，開關損耗會超過導通損耗。實驗采用的是TDA4863，將其開關頻率設定在100 kHz以下，以降低損耗。同時，還要考慮開關管內部寄生二極管的反向恢復損耗，一般應選擇體二極管的反向恢復電荷小的開關管[6]。

2.3 次級整流管的損耗分析

次級整流管的損耗主要包括正向導通損耗、反向漏電流損耗及恢復損耗。其中導通損耗可以表示為：

其中，VF表示整流管的導通時的正向壓降；ID-AVG表示整流管導通時流過電流的平均值。

一般次級整流管在滿足輸出電壓和電流應力的同時，應選擇反向恢復時間短和漏電流小的快恢復二極管。而對于低壓大電流輸出的電源，為了降低導通損耗，通常選擇導通壓降小的肖特基二極管或者采用同步整流技術。對電源的成本和電路的復雜程度考慮，本實驗選擇正向壓降小的肖特基二極管。

3 實驗結果

采用以上的設計和優化方法，制作一款額定功率為36 W實驗樣機。主要的設計指標如下，

輸入電壓：90～264 V；輸出電壓：10～26 V；輸出電流為1.4 A，精度±3%；可驅動16顆大功率LED組成2并8串LED陣列 （單顆LED的工作電壓范圍為2.8～3.2 V，電流為700 mA）。效率可高達90%，功率因數大于0.95，THD≤15%；同時傳導EMI符合CISPR—22B。

圖4為電源在滿載 （230，60 Hz）條件下傳導干擾測試圖。由圖可以看到，傳導干擾滿足CISPR—22B標準的要求[7]。

圖4 傳導干擾測試圖Fig.4 Conducted interference test chart

圖5為交流220 V輸入時，輸入電壓Vin與輸入電流Iin的波形圖。從圖中可以看出，輸入電流波形很好的跟蹤輸入電壓波形，實現了功率因數校正，實驗測試PF值為0.975。

圖5 輸入電壓與輸入電流的波形圖Fig.5 Waveforms of input voltage and current

表1是不同輸入電壓的條件下，所測試的功率因數和效率。從表中可以看出，電源在寬范圍輸入電壓下工作時，電源的效率基本恒定，效率最高可達90%。隨著輸入電壓的升高，功率因數在降低，與理論分析結果一致。在寬范圍輸入電壓下，功率因數均大于0.95，從而實現了高功率因數，高效率。

表1 不同輸入電壓下的功率因數和效率Tab.1 Power factor and efficiency under different input voltage

4 結 論

文中闡述了單級PFC反激電源的基本原理，對電源的功率因數和效率進行分析，并提出了優化設計方法。通過實驗樣機測試數據表明，該電源具有高效率，高功率因數，恒流精度高等特點；同時，傳導干擾滿足CISPR—22B標準。

[1]毛興武，張艷雯，周建軍，等.新一代綠色光源LED及其應用技術[M].北京：人民郵電出版社，2008.

[2]Infineon Technologies.Power-Factor Controller（PFC） IC for High Power Factor and Low THD.[EB/OL].[2005-02-22].http://www.infineon.com/dgdl/tda4863-2_v2-1.pdf.

[3]Infineon Technologies.TDA 4863-Technical Description AN-PFC-TDA 4863-1.[EB/OL].[2003-10-29].http://www.infineon.com/dgdl/AN_TDA4863G-2_Supplement.pdf.

[4]沈霞，王洪誠，蔣林，等.基于反激變換器的高功率因數LED驅動電源設計[J].電力自動化設備，2011，31（6）：140-143.

SHEN Xia，WANG Hong-cheng，JIANG Lin，et al.Design of high-power-factor LED driver power supply based on flyback converter[J].Electric Power Automation Equipment，2011，31（6）：140-143.

[5]Maniktala S.Switching Power Supplies A to Z[M].England：Oxford Elsevier Inc，2006.

[6]錢振宇，史建華.開關電源的電磁兼容性設計、測試和典型案例[M].北京：電子工業出版社，2011.

[7]Lenk R.Practical Design of Power Supplies.實用開關電源設計[M].王正仕，張軍明，譯.北京：人民郵電出版社，2006.