高精度數字跟蹤式壓電陶瓷驅動電源設計*

滕旭東 ，章 東 ，梁曉鋒

(1．上海工程技術大學 電子電氣工程學院，上海 201600；2．南京大學 物理學院聲學所，江蘇 南京 210093；3．西安睿創電子科技有限公司，陜西 西安 710075)

近年來，新型高壓大電流集成放大器廣泛使用于壓電陶瓷驅動電源的設計中，然而壓電元件表現出的電容性和功率運放較高的輸入失調電壓（幾十毫伏），使得壓電陶瓷電源控制存在精度不高、穩定性較差以及非線性失真等缺點。而且模擬信號發生器的頻率分辨率低且跟蹤遲滯[1]，也降低了壓電陶瓷的動態響應速度。因此設計一種高精度、穩定性好的數控壓電陶瓷電源是實現微位移控制、非線性檢測以及微機電系統轉換的關鍵[2]。

1 壓電陶瓷驅動電源

壓電陶瓷驅動電源由自適應數字信號發生器、D/A轉換、復合放大器、高壓直流電源、相位補償和保護電路等組成，如圖1所示。其中復合式放大器優化了前級輸入結構，采用高精度低漂移的低壓運放與高壓集成功率運算放大器級聯，在高電壓大電流驅動壓電負載的同時，實現較高的線性控制精度和動態響應特性。

1.1 數字信號發生器

壓電陶瓷元件工作頻率受溫度、負載和接觸面的影響較大，因此信號發生器應具備頻率跟蹤功能，以實時調節工作頻率。圖2所示為一種數字式自適應信號發生器的原理框圖[1]。其工作過程為：從取樣電阻Rs處得到與輸出電流成正比的電壓信號Smp，該采樣信號與循環計數器經D/A產生的鋸齒波比較，得到一個脈沖信號，脈沖后沿將此循環計數值存放至鎖存器組，該值即為此時刻模擬采樣信號對應的數字量。循環計數器每隔128個周波，更新一次數字量，相鄰時刻的兩個數字量送入極值比較器，則可判斷電流變大（1）或減少（0），比較結果(1或 0)通過 D觸發器來調整頻率控制計數器方向，確定頻率控制字的增減，自適應地實時調整頻率。調整后的頻率控制字查找波形數據表，輸出12位數字量經D/A轉換產生正弦波、方波和其他波形信號。該信號發生器由全數字硬件電路實現，分辨率高，工作頻率穩定且無溫度漂移現象。

1.2 復合放大器

PA04是Cirrus Logic公司生產的一種高電壓MOSFET功率運算放大器，工作電壓高達200 V，峰值輸出電流為20 A，轉換率為50 V/μs，最大輸入失調電壓可達10 mV，因輸入特性不能滿足分辨率為10 mV以下的高精度壓電驅動電源的要求，所以需配合其他器件使用。OP07是一種低噪聲、高精度的單片運算放大器，轉換率為0.17 V/μs，輸入級可提供75μV的高精度輸入失調電壓和漂移，能高增益地放大微弱信號，而不需要偏置和調零，這種特性使得OP07適合作前級放大器來控制精度和漂移。故本設計的復合放大器由高壓放大器PA04和低漂移高精度OP07運放級聯組成[2-3]，形成一個具有反饋的復合式放大器，其中OP07是主放大器，而PA04用作升壓放大器，實現高精度和低漂移的高電壓電源的驅動，如圖3所示。

兩個串聯的高壓開關DC電源為PA04提供±100 V直流電壓，OP07電源采用±15 V供電。為提高噪聲抑制能力，在復合放大器電源兩端分別并聯0.1μF電容去耦。復合結構放大器開環增益AOL等于OP07開環增益和PA04的閉環放大倍數之和，復合放大器小信號交流增益1/β由高精密電阻反饋電阻 RFC和輸入電阻RIC之比確定。

本設計要求輸入電壓Vin為±5 V，輸出電壓Vout為±80 V，工作頻率為4 kHz，壓電陶瓷負載等效電容CL為1μF，輸出阻抗為3Ω，則復合放大器參數計算如下：

最大轉換率：SR=2πfVpk=2π×4k×80×10-6=2 V/μs

放大倍數：24 dB

本設計取 RFC為 340 kΩ，RF為 340 kΩ，RI為 34 kΩ，RIC為 21 kΩ。

1.3 相位補償設計

如圖4所示，復合放大器的開環增益與小信號交流增益1/β在閉合頻率fcl處交匯，該處環路增益Aβ為0 dB。當復合放大器驅動容性壓電負載時[3]，放大器的輸出阻抗Z0和容性負載CL會在開環增益AOL的高頻段增加一個極點fp2=1/Z0CL，修正開環增益曲線為AOL/C，圖4中在 fcl(標注為 )處閉合斜率差變為 40 dB/dec，大于 20 dB/dec，相移接近 180°，處于臨界穩定狀態，很可能產生振蕩而損壞放大器，故對復合放大器進行相位補償設計。

1.3.1 零點補償

復合放大器的零點補償包括升壓放大器PA04和復合結構的補償。為確保容性負載時PA04升壓放大器工作穩定，對PA04的反饋電阻RF和并聯電容CF進行零點補償[3-4]。 本設計取 CF為 2 pF，放大器相位裕度大于45°；復合結構反饋電阻RFC并聯反饋電容CFC，形成零點補償電路。該補償結構使1/β曲線在 fp5=1/2πRFCCFC處以20 dB/dec速度下插，與AOL/C曲線相交得到40 dB/dec，但仍然大于20 dB/dec,故復合放大器不穩定，需要噪聲增益補償。

1.3.2 噪聲增益補償

復合放大器的輸入端接Rn和Cn串聯支路，組成噪聲增益相位補償網絡，在fp=1/2πRnCn處1/β曲線提高到20lg(RFC/Rn)dB與AOL/C線相交，閉合斜率差為20 dB/dec，如圖5所示，放大器工作穩定。本設計中取Rn為3.4 kΩ，Cn為3 nF，為擴大相位裕度和閉環帶寬，零點補償電容CFC取20 pF。

1.4 保護電路設計

電流限制電路在PA04的輸出級，能以亞微秒級速度將輸出級電流減少到設定值，電路保護原理如圖6所示[5]，電流流過輸出晶體管Q1，并通過采樣電阻Rcl轉換成電壓。當這個電壓超過限流晶體管Q2的Vbe電壓時，前級的驅動電流被傳到輸出上而關斷Q1，從而保護了高壓放大器，外接限流電阻 Rcl，且有 Icl=0.65/Rcl，Icl是限制電流值。 本設計取 Rcl為0.33Ω，最大限流 2 A。

放大器OP07輸入端用兩對IN4148二極管反接提供差模和共模保護,防止來自 CFC的瞬態過壓。OP07輸出端使用快速恢復二極管MUR160對瞬態過壓進行保護，阻止來自CF的瞬態過壓通過PA04將OP07損壞；高壓放大器PA04輸出端可增加一對快恢復二極管UF4004，反向恢復時間應小于100 ns，防止壓電負載由于機械壓力產生的電壓對放大器的沖擊，將尖峰電壓送回電源。

1.5 散熱性設計

壓電陶瓷驅動電源的散熱設計主要考慮復合放大器的功耗，因壓電負載呈純容性,功率因數很低,電源輸出功率幾乎全部消耗在放大器上，因此要選擇合適的散熱方式保證殼溫低于85℃。圖7為散熱設計分析模型，該模型將功率等效為電流，溫度等效為電壓，熱阻等效為電阻。本設計中壓電陶瓷換能器靜態電容CL為1μF，PA04最大峰值耗散功率為：PD（max）≈4VS2/2πXcl=160 W，靜態功耗為PQ=2IqVS=0.05×200=10 W，平均功率=0.9·VS·Vout/=128 W，由PA04數據表可知：PA04交流熱阻 RTHJC為 0.4℃/W，RTHCS為 0.05℃/W，故散熱器熱阻RTHSA為[5]：

因此所選用散熱器熱阻應小于0.43℃/W。

2 壓電陶瓷驅動電源的測試

PSPICE軟件是一個多功能的數?；旌想娐吩囼炂脚_，具有快速、準確的仿真能力，能方便、精確地判斷電路設計的正確性，故本設計采用PSpice V10.5來測試所設計的壓電陶瓷驅動電源。

2.1 穩定性測試

信號發生器產生正弦波，幅度為5 V，頻率范圍為10 Hz～1 000 kHz，通過小信號增益電路測試[6]，輸出電壓Vo頻率特性曲線如圖8所示。在轉折頻率處未出現尖峰，表明相位裕度沒有下降。經過峰峰值為1 V的階躍響應測試，輸出端未觀察到過沖或振蕩，故系統在工作頻帶范圍內是穩定的。

2.2 線性度測試

信號發生器產生 4 kHz正弦波，輸入電壓0～5 V，每隔0.1 V采樣復合放大器輸出電壓。在1μF容性負載下，輸入信號與對應輸出電壓的擬合曲線如圖9所示。圖中可看出輸出電壓與輸入信號成線性關系，其相關系數為0.999，表明放大器具有較好的線性度，達到設計要求。

數字跟蹤式壓電陶瓷驅動電源具有較高的頻率分辨率和跟蹤實時性，通過高精度低壓運放與高壓放大器級聯的復合結構，實現高精度的驅動電壓控制，同時合理的相位補償電路、保護電路和散熱設計保證了驅動電源的穩定性和可靠性。

[1]滕旭東，傅友登，王弘輝，等.基于數字 PWM的新型超聲波清洗電源的研制[J].電子技術應用，2007，33(9)：154-157.

[2]姚鵬，劉巖.針對容性壓電負載的橋式功率放大電路的

設計[J].壓電與聲光，2011，33(2)：235-238.

[3]CIRRUS L.Stability for power amplifiers[EB/OL].[2009-02-27].http://www.cirrus.com/en/pubs/appNote/Apex_AN19U_D.pdf.

[4]CARTER B，MANCINI R著.運算放大器權威指南(第 3版)[M].姚劍清，譯.北京：人民郵電出版社，2010.

[5]CIRRUS L.General operating considerations[EB/OL].[2009-04-13].http://www.cirrus.com/en/pubs/appNote/Apex_AN01U_G.pdf.

[6]楊雪鋒，李威，王禹橋，等.壓電陶瓷致動器驅動電源的仿真及設計[J].微計算機信息(測控自動化)，2009，25(1-1)：209-211.