精密工頻電流-電壓比例變換器的設計及校準方法研究

李 波 賀艷平 曹 敏 葉小雪 胡萬層 鄒至剛

（1.云南電網公司技術分公司，云南 昆明 650217；2.中國南方電網公司電能計量重點實驗室，云南 昆明 650217；3.廣州市格寧電氣有限公司，廣東 廣州 510500）

精密工頻電流-電壓比例變換器的設計及校準方法研究

李 波1，2， 賀艷平3， 曹 敏1，2， 葉小雪3， 胡萬層1，2， 鄒至剛3

（1.云南電網公司技術分公司，云南 昆明 650217；2.中國南方電網公司電能計量重點實驗室，云南 昆明 650217；3.廣州市格寧電氣有限公司，廣東 廣州 510500）

針對高精度、小量程的電流相關測量方法有限這一難題，根據有源阻抗的矢量電壓合成消除互感器測量誤差的方法設計一種精密工頻電流-電壓比例變換器。該變換器采用3只感應式比例單元實現范圍較大的電流比例變換；采用雙級電流互感器解決勵磁電流引起的誤差，減小電流的測試誤差；其校準方法采用基于雙通道電壓比較儀和有源阻抗變換技術的溯源提高測試精度。通過實驗證明該變換器能夠實現10-6量級的電流-電壓比例變換，其校準方法誤差優于2×10-6，可測量最小2mA的電流。

小量程電流；電流-電壓比例變換器；感應比例標準；校準方法；溯源；工頻

0 引 言

電流測量的準確度直接關系到電壓、功率、電能測量的準確度。在測量電流時，往往采用間接測量方式[1]，即測量被測電流在標準電阻分流器上所產生的電壓降。實踐表明，間接測量方法存在以下兩個問題：1）需要設計功率和阻值不同的多種分流器，以擴展電流測量范圍并減少電阻的負載效應所引起的誤差；2）很難滿足在測量大電流時對標準電阻分流器的功率需求[2-3]。

感應式比例單元采用雙級電流互感器，它具有高輸入阻抗、低輸出阻抗、抗干擾能力強、電流變換準確、測量范圍寬等特點，為交流電流的寬范圍精確測量提供了必要條件[4-6]；I/U變換單元[7]采用基于“通過有源阻抗的矢量電壓合成來消除互感器測量誤差的方法”的電流/電壓精確比例轉換原理，為交流電流的測量溯源于電流比例、電壓比例和交流電阻提供了必要的條件。其于此，本文提出了由感應式比例單元和I/U變換單元構成的高精度、寬量限變換器設計方案及校準方法。

1 變換器的組成及主要部件

1.1 變換器的結構

如圖1所示，變換器的感應式比例單元由3只雙級電流互感器構成，變換器的I/U變換單元由3只I/U轉換器構成。

3只感應式比例單元，分別采用了2安匝/0.8mA、20安匝/8mA、200安匝/80mA雙級電流互感器。I/U變換單元采用了0.8mA/4V、8mA/4V、80mA/4V I/U轉換器。變換器誤差由雙級電流互感器的比值誤差和I/U轉換器的轉換誤差之和構成。

3只雙級電流互感器一次均設有多輸入量限，而相鄰的雙級互感器均設有部分重疊（相同）的量限。通過3只雙級電流互感器的組合，可實現2mA～100A范圍的電流比例變換。

雙級電流互感器在校準過程中，每一檔位比例誤差用電流比較儀進行校準[8]，相鄰雙級電流互感器相同量限的比例誤差采用“Step-up”方法[4]進行校準，不同量限的誤差通過遞推方法校準。

1.2 雙級電流互感器設計

電流互感器的誤差來自于勵磁電流。雙級電流互感器較好地解決了勵磁電流引起的誤差問題[9]，因而具有比普通電流互感器更高的準確度。

雙級電流互感器的結構如圖2所示。它是由兩級電流互感器組成的特殊電流互感器，其中第一級電流互感器與一般的電流互感器相同，而第二級電流互感器是將第一級互感器的勵磁安匝0N2作為第二級互感器的一次安匝，第二級互感器的二次安匝為B2NB，勵磁安匝為0BN1。雙級電流互感器的誤差是由第二級互感器鐵芯的勵磁安匝所決定，且為第一級和第二級互感器誤差乘積的負值，也等于兩個互感器二次總阻抗的乘積與勵磁阻抗乘積比值的負值。

圖1 電流-電壓比例變換器的結構

圖2 雙級電流互感器原理示意圖

根據本變換器的準確度需求，設計并研制了誤差優于5×10-6的雙級電流互感器，用于電流-電流比例變換。

1.3 I/U變換單元設計

基于“通過有源阻抗的矢量電壓合成來消除互感器測量誤差的方法”設計的I/U變換單元，將雙級電流互感器的2次輸出電流80mA（或8，0.8mA）均轉換成4V電壓。

I/U變換單元的電路原理如圖3所示，可知，I/U變換單元將雙級電流互感器二次比例繞組及檢測繞組的電流分別轉換為電壓，并進行線性放大后輸入到加法運算放大器，完成通過有源阻抗的電壓矢量的合成，消除雙級電流互感器的測量誤差。

圖3 電流-電壓（I/U）變換單元原理圖

基于有源阻抗的電壓矢量合成電路原理如圖4所示。比例繞組電流經W2兩端并聯的轉換電阻轉變為電壓信號，輸出到運算放大器IC1的同相輸入端，IC1的輸出電壓接到加法運算放大器IC4的反相輸入端；檢測繞組電流經W3兩端，直接輸入到運算放大器IC2的同、反相輸入端，檢出激磁電流，經轉換電阻轉換為電壓信號，輸出到運算放大器IC3的反相輸入端；IC3輸出電壓到加法運算放大器IC4的反相輸入端；上述兩路電壓信號在加法運算放大器IC4進行求和，完成電壓矢量的合成。

圖4 通過有源阻抗的矢量電壓合成來消除互感器測量誤差的方法

該方法的優點有：

1）檢測繞組以小磁通設計代替常用的零磁通設計，直接、獨立測量檢測繞組電流，避開了鐵芯的起始導磁率的影響,克服了磁滯現象。

2）用電壓矢量合成方法替代電子負反饋方法，取消了補償繞組，從而消除了直流問題、漂移問題、相位不穩定問題及補償繞阻的反射阻抗問題。

3）容易實現檢測繞組的二次負載-電子電路等效阻抗為零，使得互感器的合成誤差在大量程范圍內具有很好的線性度，使檢測繞組鐵芯始終處于線性范圍內。

4）雙級電流互感器二次采樣電阻，選用低漂移精密金屬箔電阻，并使其工作在小電流低功耗狀態，幾乎可以忽略負載效應，以滿足I/U變換器的準確度及穩定性指標。

2 變換器的校準方法

變換器的校準過程分兩步進行：

首先，以電流比較儀為參考，采用校驗互感器的通用方法[10]，對變換器中的雙級電流互感器進行校準，獲得其各檔位的比差和角差。

其次，對變換器整體進行測試，以確定I/U變換器的電流-電壓變換誤差。

2.1 變換器整體的校準原理

1）將一工頻交流電壓同時加于電壓比例標準和標準電阻；電壓比例標準將輸出參考電壓UC（AC 4V）；流過標準電阻的電流經變換器將輸出電壓UI（AC4V）。

2）把UC與UI同時輸入于雙通道電壓比較儀，就可以得到變換器在該檔位下的轉換誤差（該檔位雙級電流互感器誤差+I/U變換器誤差）。

3）由于雙級電流互感器各檔位誤差已知，因此可以確定I/U變換器的誤差。

4）根據雙級電流互感器的不同檔位誤差，可以推定各個檔位的變換器誤差。

5）通過雙級電流互感器重疊的量限設計及不同雙級電流互感器相同電流檔位的串聯并施加相同電流，可以比較兩組變換器的相對誤差。

6）通過重復3）～5）步驟，可以標定所有變換器的誤差。

2.2 變換器整體的校準過程與數據處理方法

2.2.1 校準過程

變換器整體校準是在完成雙通道比較儀通道一致性測試的基礎上，按照以下步驟進行的，并通過計算得出幅值誤差和相位誤差。

1）確定使用的雙通道比較儀兩通道一致性幅值誤差和相位誤差：測試原理電路如圖5所示，通過比較儀兩通道的電壓測量值和相位測量值可獲得以A通道為參考的通道一致性幅值誤差E1與相位差D1。

圖5 雙通道比較儀通道一致性測試

2）確定（20AT+8 mA/4V）的0.02A相對電壓比例和10 k標準電阻的誤差，測試原理電路見圖6。通過雙通道比較儀對同一200V AC信號經電壓比例和I/U變換后的兩4V信號的測量，獲得幅值誤差E2與相位差D2。

3）確定（200AT+80mA/4V)的0.2A相對（20AT+ 8mA/4V）的0.2 A誤差：測試原理電路見圖7，通過雙通道比較儀對同一200 mA信號經兩個不同I/U變換后的4V信號的測量，獲得幅值誤差E3與相位差D3。

采用以上測試結果及雙級電流互感器的誤差，即可確定相應I/U變換器的誤差。

圖6 確定（20AT+8mA/4V）變換器0.02A誤差

圖7 確定（200AT+8mA/4V）變換器0.2A誤差

2.2.2 數據處理與計算

式中：f1——參考用雙級電壓互感器200∶4比值誤差；

f2——參考用10kΩ標準電阻阻值誤差；

f3——有源補償器零位補償幅值誤差。

根據圖7，對于相同的0.02A的電流輸入，兩種不同變換輸出的4V信號在雙通道比較儀進行比較，可得（200AT+80mA/4V）的0.2A相對（20AT+8mA/4V）的0.2A誤差：

從圖6和圖7可以看出，（200AT+80mA/4V）的0.2A相對電壓比例和10kΩ標準電阻的誤差E0為

式中：f4——20AT雙級電流互感器0.02A比值誤差；

f5——20AT雙級電流互感器0.2A比值誤差。

將式（1）與式（2）代入式（3），并整理得：

6.1 生態監測工作長期的運行經費缺乏保障。生態監測是一項系統性長期性的工作，隨著重大生態保護工程實施的結束，生態監測運行經費無法保障，監測站點的運行維護、監測數據長期連續獲取將受到影響，年度監測任務實施及監測成果的質控體系缺乏有效的制度保證，使生態監測工作缺乏長效保障機制。

按照式（4）即可計算（200AT+80mA/4V）的0.2A相對電壓比例和10kΩ標準電阻的誤差。

針對相位誤差方面，特別要考慮各部件相位誤差在雙通道比較儀相位讀數的符號，參照幅值誤差計算方法，可推出相位誤差計算公式為

式中：δ1——參考用雙級電壓互感器200∶4相位誤差；

δ2——參考用10kΩ標準電阻相位誤差；

δ3——有源補償器相位誤差；

δ4——20AT雙級電流互感器0.02A相位誤差；

δ5——20AT雙級電流互感器0.2A相位誤差。

3 實驗驗證

對變換器成果樣機的交流電流比例標準YCHL-4的3次測試結果如表1所示，把YCHL-4的200 AT電流互感器（0.2 A+80 mA/4 V）溯源到電壓比例和10kΩ標準電阻的電流比例變換誤差為-26.0×10-6。

表1 YCHL-4電流互感器（0.2A+80mA/4V)溯源測試誤差

以電流比較儀為標準，可確定YCHL-4的雙級電流互感器200AT各檔位的比值誤差，并計算出YCHL-4在5A的電流/電壓比例變換誤差如表2所示，可見變換誤差為-24.5×10-6。

表2 YCHL-4電流/電壓比例變換誤差5A檔

單相電學參量標準的電流誤差，由雙通道比較儀YCXX-01B的電壓測量誤差和YCHL-4的5 A/4 V的誤差合成，各相關誤差項見表3。

表3 單相電學參量標準電流誤差項

單相電學參量標準測試多功能校準儀YC-01B-012#數據見表4。單相電學參量標準的電流誤差由雙通道比較儀YCXX-01B的電壓測量誤差和YCHL-4的電流/電壓比例變換誤差合成，按表3計算理論電流誤差為[（-24.5+25.3）+（-0.9）]×10-6=-0.1×10-6。

根據表4的測試數據，換算到相對NRC的單相電學參量標準的電流誤差為-1.3×10-6。

兩者僅相差[-0.1-（-1.3）]×10-6=1.2×10-6，方法誤差優于2×10-6。

表4 單相電學參量標準測試數據

4 結束語

本文介紹的變換器及校準方法，將交流電流比例變化溯源到電流比較儀、電壓比例標準和標準電阻，從而實現了優于2×10-6的比例變換校準水平，并結合雙通道電壓比較儀實現了工頻電流15×10-6（k=2）的測量水平。

本文介紹的變換器及校準方法已經成功應用在中國南方電網電能計量重點實驗室，用于對云南電網電參量準確性保障和電參量相關測試技術研究，并取得了較好的應用效果。

[1]鄒至剛，曹敏，葉小雪，等.一種用于精密交流電測量的電流/電壓變換的溯源方法：中國，201210506270.0[P]. 2012-11-30.

[2]黃小釘.交流電流校準方法研究[J].宇航計測技術，1999（5）：16-18.

[3]王秋艷.寬量限超高精密電流測量儀研究項目啟動-力破國際電流精密測量瓶頸[J].中國質量報，2012（2）：1-13.

[4]張江濤，田鋒，潘仙林，等.交流高頻大電流國家基準的建立[J].中國計量，2011（6）：68-71.

[5]趙修民，趙屹濤.測量用互感器及其測試儀器的發展和創新[J].中國工程科學，2000，2（3）：73-76，86.

[6]彭時雄.0.005級高準確度交流電流-電壓變換器[J].電測與儀表，1991（11）：22-27.

[7]趙祥林，賀艷平，駱雪，等.通過有源阻抗的矢量電壓合成來消除互感器測量誤差的方法：中國，200810218417[P]. 2008-10-17.

[8]王磊，陸祖良，李敏.基于采樣和替代技術的交流電阻分流器角差測量新方法[J].計量學報，2008，29（1）：1-4.

[9]趙修民.用于各種類型校驗儀的雙級電流互感器[J].電測與儀表，1989（10）：16-19，15.

[10]JJG 313——2010測量用電流互感器[S].北京：中國計量出版社，2011.

Design and study on calibration method of precision power current-voltage ratio converter

LI Bo1，2，HE Yan-ping3，CAO Min1，2，YE Xiao-xue3，HU Wan-ceng1，2，ZOU Zhi-gang3
（1.Technology Company Branch of Yunnan Power Grid Corporation，Kunming 650217，China；2.The Energy Metering Key Laboratory of China Southern Power Grid，Kunming 650217，China；3.Guangzhou GENY Electric Co.，Ltd.，Guangzhou 510500，China）

Currently，the AC current measurement means，methods and instruments are more mature in the low rank of accuracy.However，for high-precision current measurement methods related to small-scale is limited，which is currently a major difficulty.Through synthesizing the voltage vector of active impedance to eliminate the measurement deviation of transformer，a kind of alternating current-voltage ratio converter（hereinafter referred to as the converter）is designed.The converter adopts three induction type proportioning unit to achieve wide current transformation.With double stage current transformer to solve the error problem caused by the excitation current，this reduces the measurement deviation of current.The test accuracy is improved by its calibration method based on the tracing of dual voltage comparatorand active impedance transformation technique.The experimental results show that the converter can realize the current voltage ratio of the order of 10-6. The method of calibration deviation is better than 2×10-6，and it can measure the minimum current 2mA.

small range of current；current-voltage ratio converter；induction ratio standard；method of calibration；traceability；power frequency

TM451；TM452；TP274；TM930.12

：A

：1674-5124（2014)06-0074-05

10.11857/j.issn.1674-5124.2014.06.020

2014-06-11；

：2014-08-02

李 波（1982-），男，工程師，碩士，主要從事自動化、智能計量相關工作。