基于分支線加載的緊湊微帶雙通帶濾波器設計

黃 強 夏祖學 梁 堯 薛 強

(西南科技大學信息工程學院 四川綿陽 621010)

隨著現代無線通信技術的發展，頻譜資源日益擁擠，快速發展的多通道通信系統對雙帶通甚至多帶濾波器有了很大的需求［1－2］。平面微帶雙通帶濾波器由于尺寸小、加工容易、成本低、易集成等優點，日益成為無線系統通信中廣泛采用的濾波器形式。最近幾年發展起來的無線局域網(WLAN)系統和固定無線接入(FWA)日漸成為研究熱點。其中，2.4 GHz的通信頻率廣泛應用在藍牙技術(Bule tooth)、無線局域網(WLAN)、紫蜂(Zigbee)等領域，而3.5 GHz通信頻率則應用在固定無線接入(FWA)的頻段。

目前，設計微帶雙頻濾波器的方法主要有4種［3］:(1)最簡單和直接的方法是級聯寬帶帶通與帶阻濾波器，把阻帶插入寬帶而獲得雙通帶濾波器，但是，該方法結構尺寸過大，插損也較大;(2)采用雙模結構，通過在微帶貼片上引入微擾，使一對簡并模式適當分離并相互耦合，但雙模結構的濾波器所實現的帶寬較小，最大也僅達4%;(3)采用階躍阻抗諧振器(stepped－ impedance resonator，SIR)，常利用該諧振器的諧波特性設計雙頻濾波器，但兩個通帶的中心頻率并不獨立;(4)采用枝節加載諧振器來設計雙頻濾波器［4］。自從2007年香港城市大學的章秀銀教授設計了通帶頻率易控的枝節加載雙頻濾波器［5］以來，利用支節線加載諧振器設計多頻濾波器變得很受歡迎。近3年來，IEEE數據庫檢索的分支加載的雙通濾波器文章31篇，主要研究終端開路或短路枝節，或開路、短路枝節結合，構成雙、三通帶以及寬帶濾波器［6－7］，或采用 SIR分支加載的終端開路/短路，以進一步減小濾波器尺寸［8－9］;或通過分支加載結合變容管可獨立調節中心頻率及兩個通帶的帶寬［9］。通過對以上相關文章技術方案對比分析發現，分支加載雙通濾波器都是基于奇偶模理論，奇模諧振頻率固定不變，偶模諧振頻率只和分支長度相關。我們也發現了由于SIR自身的諧振特性，采用SIR結構的分支加載微帶雙通濾波器設計的諧振頻率可控性就變得相對困難。

本文提出的微帶雙通濾波器，由于不用增加接地金屬通孔，采用均勻的終端開路枝節加載，較短路枝節加載更容易實現，設計也相對簡單。與文獻［4－5］的帶通濾波器都是基于分支加載的微帶雙通濾波器，而文獻［5］得到的雙頻特性的中心頻率分別為1.83 GHz和2.94 GHz，也沒有具體的應用背景，文獻［4］基于開路分支線加載雙模諧振器的微帶帶通濾波器設計，雖然也加工了實物，但是只是實現了中心頻率2.45 GHz單頻特性，沒有得到雙通特性。本文設計的濾波器實現了雙頻濾波器，中心頻率分別為2.4 GHz和3.5 GHz，有相應的應用背景，其中2.4 GHz的通信頻率廣泛應用在藍牙技術(Bule tooth)、無線局域網(WLAN)、紫蜂(Zigbee)等領域，而3.5 GHz通信頻率則應用在固定無線接入(FWA)的頻段。采用了折疊微帶開口環，分支加載采用了彎折，使得微帶濾波器結構更加緊湊。

1 基于分支線加載諧振器的雙通帶濾波器的設計

現設計一個微帶雙帶通濾波器，雙通帶中心頻率分別為2.4 GHz和3.5 GHz，相對帶寬大于5%，第一、二通帶插入損耗分別小于1.5 dB和3 dB。

1.1 2.4GHz微帶環形帶通濾波器設計

本文首先要設計的是微帶單通帶濾波器，具體結構如圖1所示。選用相對介電常數2.65、板厚為1 mm的聚四氟乙烯玻璃布覆銅箔板作為材料。該濾波器主要由折疊的兩個開環諧振器組成，環的周長為中心頻率所對應導波波長的一半。輸入輸出端口的特性阻抗為 50Ω，對應的微帶寬度win=2.7 mm，本文選擇零度饋電的方式，如文獻［5－6］所述。IE3D軟件是一個很好的射頻微波的模擬平臺，仿真效率高，特別適合微帶平面電路的優化設計［10］。這里采用IE3D軟件進行仿真，其它主要相關參數如下:諧振環線寬w1=1.4 mm，環間縫隙s1=0.2 mm，開口間距g1=0.4 mm，開口諧振環的周長為半波長長度43.2 mm，這里對開口環進行了內彎折lw=4 mm，減小了濾波器面積，具體電路結構如圖1所示。仿真結果如圖2所示。

圖1 折疊微帶開口環帶通濾波器的電路結構Fig.1 The circuit structure of the passband filter

圖2 微帶環形濾波器的仿真S參數Fig.2 The simulation S parameters of the passband filter

從仿真結果圖2可以看出，在中心頻率為2.4 GHz處的衰減為0.31 dB，相對帶寬約8%，零度饋電濾波器產生了兩個傳輸零點分別位于2.09 GHz和2.69 GHz處，衰減都大于45 dB，起到了很好的頻率選擇作用。設計滿足第一通帶要求。

1.2 分支線加載的雙通帶濾波器設計

本文提出的分支線加載諧振器如圖3所示，它由一個折疊型微帶半波長開口諧振環和一個開路分支線組成。開路分支線加載在微帶線的中點。由于該諧振器是軸對稱的結構，因此可以利用奇偶模來分析其特性。

圖3 分支加載的微帶雙帶通濾波器的電路結構Fig.3 The circuitstructureof thebranch loadingmicrostrip double passband filter

由文獻［5］可以得到奇模諧振頻率為

其中，n=1，2，3，…，c為自由空間中的光速，εeff為介質的有效介電常數。由此可見，奇模諧振頻率不受開路分支線的影響。這里取n=1，fodd=2.4 GHz，可以求得L1=43.2 mm，即前所述的開口諧振環的半波長長度。

由文獻［5］也可以得到偶模諧振頻率為:

這里feven=3.5 GHz，可以求得開路分支線的長度L1=11 mm，取開路分支線寬度w2與諧振環線寬w1一致，即w2=1.4 mm，用全波仿真工具IE3D來進行驗證上述結果，諧振特性如圖4所示。

圖4 加載不同長度開路枝節的微帶諧振特性Fig.4 Resonant properties of the SLR with different stub lengths

從圖4可以看到，奇模諧振頻率不隨開路枝節長度變化，基本保持不變，而偶模諧振頻率隨著開路枝節L2的變化而變化，當開路枝節的長度L2為11.5 mm時，第二通帶中心頻率恰好是3.5 GHz。對開路枝節進行彎折，減小了電路尺寸。

最終分支加載的微帶雙通濾波器實物如圖5所示，實測結果和版圖仿真結果對比如圖6所示。

圖5 微帶雙通濾波器的實物圖Fig.5 Photograph of themicrostrip DBPF

圖6 微帶雙帶通濾波器的仿真及實測S參數比較Fig.6 Simulated and measured S parameters of the DBPF

從圖6可以看到，仿真與實測的S參數結果吻合較好，都實現了雙帶通特性，實測的雙帶通濾波器的中心頻率分別是 2.36 GHz，3.58 GHz，相應插損分別為1.32 dB ，2.96 dB，相對帶寬分別為6.8%和5.6%。實測曲線較仿真結果略差，實測和仿真的第一通帶的反射系數都低于－10 dB，實測的第二通帶的反射系數為－9 dB，實測和仿真的第二通帶的S21參數都隨頻率升高而變差。實測和仿真結果都產生了3個傳輸零點分別位于 2.09 GHz，2.69 GHz及4.08 GHz處，衰減都大于40 dB，從而獲得了較好的頻率選擇特性。實測插損較大的原因可能是導體損耗及網絡分析儀測量誤差;頻率偏移的原因可能是軟件仿真誤差、制造誤差?？偟恼f來，本文提出的微帶雙通濾波器能夠滿足2.4 GHz無線通信技術和3.5 GHz通信技術的帶寬要求。

2 結論

本文基于IE3D軟件完成了分支線加載諧振器的雙通帶濾波器設計的優化仿真設計，制作了實物。仿真與實測的中心頻率均為 2.4 GHz，3.5 GHz，相對帶寬大于5%，產生了3個傳輸零點，達到了設計要求，本文提出的分支加載的微帶雙帶通濾波器具有結構緊湊、設計方便、便于加工等優點，能夠滿足短距離和WLAN通信的需要。

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［10］IE3D用戶手冊［Z］.發布號:9.2.