一種適用于中子管離子源的高增益交錯并聯升壓變換器

張 洋，喬 雙

（東北師范大學物理學院，吉林 長春 130024）

0 引言

中子發生器與普通同位素中子源相比，其中子產額高、能譜單色性好、無γ本底，且可以產生脈沖中子，不用時可以關斷，還具有易于防護、存儲管理和運輸方便等特點.因此，中子發生器在中子測井、煤質分析、中子照相和爆炸物及毒品檢測等方面有著廣泛的應用［1－5］.中子發生器主要結構如圖1所示.離子源的作用是將儲存器釋放出的氘氚氣體電離，產生所需的離子.直流離子源電源在當今使用最廣泛［6－8］，中子發生器對直流離子源電源的供電要求在1.8～2.5kV連續可調，電流為0～5mA.由于市電整流濾波后的直流電為300V左右，遠不能滿足離子源電源的供電要求，因此需要一級升壓變換器.現今升壓變換器主要分為隔離型和非隔離型［9－14］.非隔離型升壓變換器多是采用基于Boost變換的拓撲結構［9－12］.而傳統Boost變換器變比低，難以滿足離子源電源高壓的要求.為了提高增益，在單相Boost變換器的基礎上拓展了2個或2個以上串聯的Boost變換器，電壓增益相應提高，但能量經過多次處理，會影響效率，電池兼容EMC性能也較差.文獻［11－12］中的三電平Boost變換具有較高的效率、較低的開關管和二極管的電壓應力的特點，但其電壓增益不能滿足離子源電源的升壓要求.文獻［15］提出了一種把非隔離型的Boost變換器和隔離型的全橋直流變壓器相結合的方式實現高增益升壓，并在設計過程中采用軟開關技術提高了整機效率，雖然其輸入輸出變比大，但該電路也面臨結構復雜、體積大、成本高的問題.文獻［13－14］針對隔離型升壓變換器的結構分別提出了一種新型軟開關DC－DC變換器和反激整流技術的升壓DC－DC變換器，這類隔離型升壓變換器可達到較高的增益和寬廣的負載調整范圍，但由于變壓器的存在，使其體積增大和成本增高，漏感的影響使開關管的電壓應力增大，易出現磁飽和現象.近年來，直流變換器系統廣泛使用交錯并聯技術［16－19］.該技術具有動態響應好、低電流紋波率、易于抑制電磁干擾等特點成為研究的熱點，但該電路也存在變比較低、子電路難以實現功率均衡的問題.文獻［20］在傳統Boost電路的基礎上改進了設計，并結合Cockcroft－Walton電路實現大變比，且具有控制簡單、可靠性高的特點，但該設計的變換器效率有待驗證.

圖1 中子發生器

近年來出現的實現高增益的升壓變換器拓撲結構為發展離子源電源的設計提供了許多新思路、新方法和新技術，但也存在一些不足.若要達到理想的高增益高效率的要求，還需要不斷地探索.本文在借鑒前人研究成果的基礎上，提出一種新型的交錯并聯升壓變換器，與傳統的升壓變換器相比，該變換器具有輸出輸入變比高、效率高、輸出電流紋波低、工作性能穩定和控制電路簡單的特點.

1 新型的高增益交錯并聯升壓變換器

1.1 拓撲結構

新型的高增益交錯并聯升壓變換器如圖2所示.主電路是由2個交錯的并聯直流升壓變換器模塊并聯，再與Cockcroft－Walton電路串聯構成.圖中：U1為輸入電壓；C11為輸入電容；L1和L2是升壓變換器所需的升壓電感；D1，D2，D3和D4是快恢復二極管；C1，C2，C3和C4為儲能電容；RL為負載；開關管Q1，Q2，Q3和 Q4為 MOSFET管.為了便于分析，假設：（1）L1和L2的結構和電感量相同；（2）C1＝C2＝C3＝C4；（3）所有開關管、二極管、電容、電感均為理想元器件.

圖2 新型高增益交錯并聯升壓變換器

1.2 工作原理分析

由圖2可知，電感L1和L2是交錯并聯的連接方式，其中L1受控于開關管Q1和Q2而工作于Buck－Boost變換器的連續導通模式（continuous conduction mode CCM）；L2受控于開關管Q3和Q4而工作于Boost變換器的斷續導通模式（discontinuous conduction mode DCM）.開關管Q1，Q2，Q3和Q4采用相移控制策略.Q1作為電感L1的主控開關，其占空比用d1表示；Q4作為電感L2的主控開關，其占空比用d2表示，且d1＞d2.另外，在Q1關斷時，Q2可以為電感L1提供續流回路，同時Q3關斷，防止電感L1和L2互相之間產生干擾，影響電路的穩定.在一個開關周期內，電路有4種工作模態，各模態的等效電路如圖3所示.

圖3 新型變換器各模態的等效電路

（1）模態1［t0－t1］：如圖3（a）所示，開關管 Q2導通，Q1，Q3和Q4關斷，電感L1向電容C1充電，此時，L1的電流iL1下降，L2工作于斷流狀態.

（2）模態2［t1－t2］：如圖3（b）所示，開關管 Q1，Q3和 Q4導通，Q2關斷，電源U1同時對電感L1和L2充電，電流iL1和電流iL2不斷增大.

（3）模態3［t2－t3］：如圖3（c）所示，開關管Q1和Q3導通，Q2和Q3關斷，電源U1和電感L2通過電容C1向電容C2充電，此時，L1的電流iL1不斷增大，L2的電流iL2不斷降低.

（4）模態4［t3－t4］：如圖3（d）所示，Q2，Q3和 Q4關斷，Q1導通，電源U1對電感L1充電，此時，L1的電流iL1不斷增大，L2的電流為零.

根據開關管開通與關斷的驅動波形，可以推導出一個開關周期TS內電路在上述4種工作模態下的主要參數的波形，如圖4所示.在多個工作周期后，電容C3和C4被相繼充電.最后，在穩定狀態時變換器的輸出電壓為電容C2和C4電壓的疊加值，進而達到升壓效果為后級負載供電.

2 穩態工作性能分析

圖4 開關管驅動波形和主要參數波形

2.1 穩態電壓增益

設定其輸入電壓U1等于UIN，即U1＝UIN，電路的2個支路分別工作于Buck－Boost和Boost模式，在這2種模式下，可得到各模態穩態時的狀態方程.

在Boost模式下分析，為使Cockcroft－Walton電路中輸入電壓平衡，設定變換器的2條并行支路升壓的幅值一樣，即UC2＝2UC1.此時，變換器的輸出電壓UO＝UC4＋UC2.根據電感L1和L2的伏秒平衡和電容C1，C2，C3，C4的安秒平衡原理可得

由（5）式可知，新型的高增益交錯并聯升壓變換器的輸出輸入變比得到了明顯的提高，要比傳統的單Boost變換器的輸出輸入變比提高了4倍.

2.2 開關電壓應力

由圖2和3可知，開關管Q1和Q4所承受的最大電壓應力分別為U1和UO／4，因此本電路與傳統的Buck－Boost和Boost電路相比在開關器件的電壓應力相當.可以通過進一步改進電路來降低開關器件的電壓應力，這是以后將要研究的內容.

3 控制模式分析

本文電路采用脈寬調制（pulse width modulation，PWM）控制模式，使Q1和Q2，Q3和Q4的驅動信號分別構成互補信號，如圖4所示.兩部分子電路交替導通工作，該變換器工作于4種模態，并且在4種模態下的狀態方程是（1—3）式.具體控制方式有2種模式.

（1）保證Cockcroft－Walton電路的輸入交流電的正負電壓幅值相同，即2UC1＝UC2.此種模式在滿足輸出電壓穩定輸出的情況下，分別調節L1和L2的占空比，輸入電壓值小的占空比上調；反之，輸入電壓值大的占空比下調.其目標是使2個輸入電壓經過電感變換后的輸出電壓相同.雖然L1和L2的占空比不同，但每個電感工作時的電流變化相等，即滿足伏秒平衡原理.輸出的電壓是4UC1，輸入輸出電壓變比得到了很大提升.

（2）在同一占空比下調節，即d1＝d2.此種情況只對輸出電壓進行采樣，當輸出電壓低時，上調占空比；反之，下調占空比.這種控制模式下，UC2＝2UC1不再成立.輸入電壓值高的一側電路承擔更多的升壓任務.由于2條支路是并行連接，所以該模式下每一路電感依然滿足伏秒平衡原理，同樣可以達到升壓效果.

4 實驗結果

為了驗證該新型電路的理論分析，以TMS320F2812為控制器，采用如上述的控制模式1制作一臺輸出電壓2kV、功率20W的實驗樣機.開關管的驅動頻率50kHz，L1占空比為66%，L2占空比為48%，負載電阻200kΩ.設定輸入電壓為電網整流濾波后的電壓最低值240V，電路中元件的參數選擇見表1.

表1 電路中元件的參數

圖5為變換器工作于固定頻率固定脈寬的主要實驗波形.圖5（a）為開關管Q1和Q2與Q3和Q4的驅動波形，圖5（b）為輸入電流波形和輸出電流波形.由于2個電感電流的交錯作用，輸出電流的紋波也相應地降低.圖5（c）是Q1和Q4工作時經過分壓得到的電壓應力波形，其中Q1和Q4關斷時的電壓應力都是450V，為輸出電壓的1／4；與此同時，Q4的電壓應力波形也是關鍵節點電壓波形（在該節點處產生交流電壓）.從圖5中可以看出，電路實現了輸出輸入大變換比的功能，且在關鍵節點處得到一次升壓，并產生交流電壓，再經過電容的充電放電平衡達到2kV輸出電壓，與理論分析一致.在滿載功率情況下，輸出電壓為1998V，輸入電壓為240V時，輸入電流96mA，該新型變換器的效率可達到87%.

圖5 主要實驗波形

5 總結

針對離子源電源的特點，在傳統Boost電路和交錯并聯升壓變換器的基礎上，提出了一種高增益交錯并聯升壓變換器.分析了該變換器的4種工作模態，并給出了相應的相移控制策略.實驗表明本文所提出的新型變換器具有以下特點：

（1）新型的升壓變換器相對于傳統Boost變換器有效穩定地提高了輸出輸入變換比，適合應用于低壓輸入、高壓輸出的直流變換場合.

（2）由于本電路與傳統的交錯并聯升壓變換器的結構類似，因此也具備輸出電流紋波小的特點，該優點減小了對后級逆變器的輸入波動影響.

（3）本文電路的效率在滿載時可達到87%，在以后的研究工作中使用軟開關技術，估計可進一步提高工作頻率和變換效率.

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