電容鉗位零電壓開關同步整流反激變流器

林 氦 趙融融 張軍明 黃秀成 錢照明

（浙江大學電氣工程學院 杭州 310027）

1 引言

近年來，隨著對節能和環境保護的日益重視，對電源產品的效率要求也在持續提高。如外置式電源，為提升節能效果，更加關注其在不同負載條件下的平均效率（即在25%、50%、75%、100%負載條件下的平均效率），而不僅僅是傳統的滿載效率[1]。同時，考慮到很多電子設備大部分時間工作在輕載以及待機狀態，各類行業標準對電源的待機功耗也做出了十分嚴格的規定。因此，如何提高電源在不同負載條件下的平均效率并且降低其空載損耗已經成為電源設計的關鍵點[2]。

反激式變流器由于拓撲簡單、控制方便等特點，在小功率電源場合被廣泛采用。反激變流器的效率與變壓器的漏感密切相關。為限制開關管電壓應力，通常需要采用RCD（resistance capacitance diode）吸收電路吸收變壓器漏感能量并消耗在吸收電阻上[3]。為提高效率，需要實現漏感能量的無損吸收，有源鉗位或無損吸收反激電路受到廣泛關注[4-9]。但額外增加的輔助繞組或輔助開關管增加了電路的復雜性，并且傳統的有源鉗位反激電路由于其互補控制方式，存在輕載效率低下和待機功耗高等缺點[2]。

為進一步提高效率，在較低輸出電壓場合，同步整流技術已經被廣泛采用以減小輸出整流管的導通損耗。文獻[10-15]提出了多種適合反激電路的驅動方案，但對一次側的漏感能量沒有影響。

由于同步管的引入，使得變流器多了一個可控開關。因此，如何充分利用同步整流開關，在降低輸出整流器導通損耗的同時，研究降低線路其他損耗的可能性，是本文研究的出發點。據此，本文提出了一種基于同步整流反激電路的新型控制方式，利用同步整流開關的雙向導電特性，通過在反激變流器一次側開關管漏源極之間并聯吸收電容，實現漏感能量的無損吸收，同時實現一次側開關管的零電壓開通及零電壓關斷，提高了反激變流器在滿載和輕載下的轉換效率。

2 電路拓撲及工作原理分析

零電壓（Zero Voltage Switching,ZVS）同步整流反激變流器拓撲如圖1 所示。與傳統同步整流反激變流器相比，去除了RCD 吸收電路，增加了一次側開關SW 漏源極并聯的吸收電容Ca（假設一次側寄生電容遠小于該電容值）。一方面，此吸收電容用于吸收和儲存變壓器漏感上的能量，抑制一次側開關管的電壓尖峰；另一方面，利用吸收電容Ca和勵磁電感Lm諧振可以實現SW 零電壓開通以及降低關斷損耗。

圖1 基于同步整流的ZVS 反激變流器原理圖Fig.1 Schematic of the proposed ZVS flyback converter with synchronous rectifier

電路工作在DCM（discontinous current mode）模式，在SW 開通之前，SR 先導通一段時間，勵磁電流反向增長。SR 關斷之后電流轉移到一次側，電感電流ip反向，抽走Ca上的電荷，適時開通SW，實現零電壓開通。由于電容Ca的存在，限制了開關管關斷時的電壓上升率，減小了關斷噪聲。

圖2 展示了同步整流反激變流器軟開關控制策略的主要穩態工作波形。在一個工作周期內有8 個工作階段，圖3 展示了各個階段的等效電路圖，在分析中，假設輸出電壓恒定。

圖2 電路主要工作波形Fig.2 Steady state waveforms

圖3 不同階段的等效電路Fig.3 Equivalent circuits in steady state operation

（1）階段1[t0～t1]：在t0時刻，SW 零電壓開通，一次電流ip流過勵磁電感、SW，呈線性增長。在此階段有

在t1時刻SW 關斷，階段1 結束。

（2）階段2[t1～t2]：在t1時刻SW 關斷后，勵磁電流給并聯的鉗位電容 Ca充電，直至 t2時刻，在此階段有

其中

原則：同一次通信多條數據合并一個報文上報，建議不超過200 Byte；非實時性數據按每周通信一次，例如時鐘對時報文；一定程度實時要求的數據按每天通信一次，例如路燈異常上報。

（3）階段3[t2～t3]：在t2時刻，一次電流開始轉移到SR 的體二極管，在此階段，由于同步整流信號的延遲，SR 并沒有開通。在此階段有

其中

在t3時刻，一次電流降為零，二次電流升到最大值。

（4）階段4[t3～t4]：在此階段，勵磁電感儲存的能量向負載釋放。一次漏感Lk能量被鉗位電容Ca吸收，發生諧振，電容Ca的電壓可以近似表示為

式中，Ipk表示一次電流峰值，，R 表示一次側線路電阻。

（5）階段5[t4～t5]：在t4時刻，SR 關斷，二次電流降為零。Coss_R為二次側SR 的寄生電容。Ca與勵磁電感諧振，一次、二次電壓、電流可表述為

（6）階段6[t5～t6]：t5時刻再次開通SR，從而在二次側形成了反向的電感電流is。在此階段有

（7）階段7[t6～t7]：t6時刻，SR 關斷，一次電流ip變負，勵磁電感與鉗位電容Ca諧振，一次電流和電容電壓可表述為

當勵磁電感存儲的能量大于鉗位電容的能量，SW 就能實現零電壓開通。

（8）階段8 [t7～t8]：t7時刻，Vds已下降至零，若此時電感電流未降到零，則通過SW 體二極管續流。

3 參數設計要點

3.1 鉗位電容Ca

鉗位電容 Ca參數設計對電路的性能優化十分重要，存在開關器件應力與循環能量的折中。由于漏感的能量需要由電容吸收，過小的容量將導致電容電壓過高，一次側MOSFET 的電壓應力過高，需要選擇耐壓高的器件導致導通損耗增加。同樣，在實現ZVS 過程中，鉗位電容Ca的能量需要勵磁電感的儲能抽走，過大的容量需要更大的二次反向電流，反而引起二次側導通損耗和變壓器損耗的增加。因此，鉗位電容容值的選擇基準為保證適當的一次側開關SW 的電壓應力的前提下，選擇較小的電容量。假設開關管允許的最大電壓應力為VDS_max，漏感能量完全被電容吸收，基于能量守恒原理，Ca容量的最小值為

實驗時可按照具體的電路參數進行調整。

3.2 時刻t5的選擇

由于輔助電容Ca的存在，在階段5 中一次側諧振電流幅值較大，折算到二次側的諧振電流則更大。二次電流幅值可達到 N2Vo/Z1。如果不能準確選擇SR 的開通時刻，將會引起階段6 的時間增加。在階段5 期間內一次側電容電壓Vds和二次電流is波形如圖4 所示。其中ABCD 是t5時刻的備選時間點。

圖4 階段5 內一次側電容電壓Vds和二次電流is波形Fig.4Waveforms of Vdsand isin stage 5

由于這套ZVS 方案的關鍵是在二次側建立反向的電感電流，因此SR 理想開通時刻點應該落在區間AC 內。SR 一旦導通之后，二次側電感電壓鉗位在Vo，由式（11）可知一次側電容電壓的峰值為

表1 列出了4 個不同時刻點開通SR 對應的一次側電容電壓的峰值。

表1 ABCD 時刻開通SR 對應的一次側電容電壓的峰值Tab.1 Peak voltage of Vdswhen SR turn-on at A,B,C,D

假設設計的反激變流器輸出為16V，變壓器匝比為6，SW 的電壓應力為650V，在最大交流輸入的情況下（Vin=264Vrms），考慮留有裕量，則 BCD三個點都不符合要求。此外，在A 點開通SR，一次側電容電壓幾乎沒有諧振，消除了BCD 三點帶來的諧振損耗。綜合二次電流和一次側電容電壓，t5時刻選在一次側諧振的電壓峰值處。

3.3 階段6 的持續時間

階段6 的持續時間決定勵磁電感的反向電流大小，決定了零電壓開通的電壓范圍和循環能量的大小。為達到全電壓范圍SW 都能零電壓開通，二次側的電感電流is必須達到一定數值，才能完全抽走Ca上的電荷。勵磁電感上Lm的能量必須大于一次側電容Ca的能量，is的最小值可由下式給出。

從而可以計算出階段6 的持續時間tSR

3.4 驅動邏輯設計

軟開關同步整流反激變流器的一次、二次側驅動信號邏輯設計如圖5 所示。一次側原始驅動信號經微分電路及適當的延時，獲得二次側輔助導通的驅動信號。一次側驅動信號可在原始信號設定好死區時間后延時得到。

圖5 驅動信號控制Fig.5 Block program for control and driver circuit

4 實驗結果

為驗證這種軟開關控制方法的可行性，制作了一臺64W（16V/4A）的樣機。樣機具體參數可參見表2。采用安森美的NCP1351B 作為一次側控制芯片，二次側SR 在正常整流階段的信號采用電流互感器得到。二次輔助導通時間約為1.5μs，一次、二次側死區時間約為800ns。

圖6a、圖6b 分別為90V 交流輸入條件下滿載和輕載的波形，圖7a、圖7b 分別為240V 交流輸入條件下滿載和輕載的波形。從Vds的波形可以看出，在全范圍交流輸入條件下，SW 實現了軟開關。而且較大容值的鉗位電容Ca有效吸收了漏感能量，抑制漏源極電壓過沖。樣機在全范圍輸入電壓下的平均效率及在220V 輸入、不同輸出功率下的效率曲線分別如圖8a、圖8b 所示（不包括輸入EMI 濾波器）。作為對比，也展示了傳統RCD 鉗位反激電路效率。其中R=100kΩ，C=2.2nF。本文提出的反激電路在90V 交流輸入情況下，平均效率高達0.921，相對傳統RCD 吸收的同步整流反激電路，其平均效率在高端提高了0.007，在空載條件下的待機功耗為0.25W。

表2 樣機參數Tab.2 Parameters of proposed converter

圖6 Vin=90Vrms條件下樣機的實驗波形Fig.6 Experimental waveforms at different load conditions at 90Vrmsinput voltage

圖7 Vin=240Vrms條件下樣機的實驗波形Fig.7 Experimental waveforms at different load conditions at 240Vrmsinput voltage

圖8 實驗樣機效率曲線Fig.8 Efficiency comparison between flyback with proposed ZVS method and conventional RCD clamp

5 結論

本文提出了一種基于同步整流技術的高效率軟開關反激變流器及其控制方法，并詳細給出該變流器的原理分析，關鍵參數設計以及驅動控制邏輯等。所提出的反激變流器，充分利用SR 可雙向導電的特性，通過在一次側開關SW 兩端并聯無損吸收電路取代傳統RCD 吸收電路，實現了漏感能量的無損吸收，并在開關SW 導通前先開通二次側SR 建立反向勵磁電流，從而利用鉗位電容與勵磁電感諧振實現SW 的零電壓開通。因此，本文所提出的控制方法有效降低了傳統反激變流器的開關損耗以及漏感能量損耗，可在整個負載范圍內取得高變換效率。據此制作了一臺64W 的樣機，滿載效率全范圍高于0.93。相對傳統的同步整流的反激電路，其輕載效率有明顯提高，實驗驗證了理論分析的正確性。

[1]ENERGY STAR,Single Voltage External AC-DC and AC-AC Power Supplies[S].

[2]Zhang J M,Huang X C,Wu X K,et al.A high efficiency flyback converter with new active clamp technique[J].IEEE Transactions on Power Electronics,2010,25(7):1775-1785.

[3]劉樹林,曹曉生,馬一博.RCD 鉗位反激變換器的回饋能耗分析及設計考慮[J].中國電機工程學報,2010,30(33):9-15.Liu ShuLin,Cao Xiaosheng,Ma Yibo.Design and analysis on feedback energy loss of RCD clamping flyback converters[J].Proceedings of the CSEE,2010,30(33):9-15.

[4]Watson R,Lee F C,Hua G C.Utilization of an active-clamp circuit to achieve soft switching in flyback converters[J].IEEE Transactions on Power Electronics,1996,11(1):162-169.

[5]Lo Y K,Lin J Y.Active-clamping ZVS flyback converter employing two transformers[J].IEEE Transactions on Power Electronics,2007,22(6):2416-2423.

[6]Koo G B,Youn M J.A new zero voltage switching active clamp flyback converter[C].Proceedings of IEEE Power Electronics Specialists Conference,2004:508-510.

[7]Liao C S,Smedley K M.Design of high efficiency flyback converter with energy regenerative Snubber[C].Proceedings of IEEE Applied Power Electronics Conference,2008:796-800.

[8]Kim M,Jung Y.A novel soft-switching two-switch flyback converter with a wide operating range and regenerative clamping[J].Journal of Power Electronics,2009,9(5):772-780.

[9]Zhao S Y,Zhang J M.A low cost low power flyback converter with a simple transformer[C].IEEE 2012 7th International Power Electronics and Motion Control Conference,2012:1336-1342.

[10]Xie X F,Liu J C P,Poon F N K,et al.A novel high frequency current-driven synchronous rectifier applicable to most switching topologies[J].IEEE Transactions on Power Electronics,2001,16(9):635-648.

[11]Zhang J M,Xie X G,Jiao D Z,et al.A high efficiency adapter with novel current driven synchronous rectifier[C].IEICE Transactions on Communications,2004,E87-B(12):3471-3477.

[12]Jitaru I D.High Efficiency flyback converter using synchronous rectification[C].Proceedings of IEEEAPEC,Dallas,TX,USA,2002,2:867-871.

[13]梁永春,孫林,龔春英,等.同步整流反激逆變器研究[J].中國電機工程學報,2006,26(6):95-99.Liang Yongchun,Sun Lin,Gong Chunying,et al.Synchronous rectification approach for flyback inverter[J].Proceedings of the CSEE,2006,26(6):95-99.

[14]成晶晶,謝小高,彭方正,等.基于準諧振及同步整流的反激變換器效率研究[J].電力電子技術,2009,43(3):34-35,44.Cheng Jingjing,Xie Xiaogao,Peng Fangzheng,et al.Research on efficiency of quasi-resonant and synchronous rectification in flyback converters[J].Power Electronics,2009,43(3):34-55,44.

[15]謝小高,張軍明,錢照明.基于新型同步整流驅動方案的綠色電源[J].電力電子技術,2007,22(3):96-101.Xie Xiaogao,Zhang Junmin,Qian Zhaoming.A green Power supply based on a new synchronous rectification[J].Power Electronics,2007,22(3):96-101.