基于相位校正信號的變頻系統時延測量方法

焦義文, 王元欽, 姜　坤, 廉　昕, 許　可

(1. 裝備學院光電裝備系, 北京 101416; 2. 北京跟蹤與通信技術研究所, 北京 100094;

3. 中國西安衛星測控中心, 陜西 西安 710043)

?

基于相位校正信號的變頻系統時延測量方法

焦義文1, 王元欽1, 姜坤2, 廉昕1, 許可3

(1. 裝備學院光電裝備系, 北京 101416; 2. 北京跟蹤與通信技術研究所, 北京 100094;

3. 中國西安衛星測控中心, 陜西 西安 710043)

摘要：針對現有群時延測量方法在寬帶變頻系統測量中,測量效率低、沒有有效的群時延解模糊方法的問題,提出了一種基于相位校正(phase calibration,PCAL)信號的高精度時延測量方法和基于擴展中國余數定理(Chinese remainder theorem,CRT)的時延解模糊方法。利用PCAL信號梳狀譜的頻率特性,通過一次測量即可得到整個測試帶寬內不同孔徑下的群時延特性。推導了擴展CRT算法穩健的條件,給出了詳細的群時延解模糊策略。計算機仿真結果表明,新方法的相對時延測量精度和相對解模糊精度最高可達到ps量級。實際設備測試結果表明,相對時延測量精度達到了0.01 ns量級,CRT相對解模糊精度約為0.1 ns量級。

關鍵詞：群時延; 相位校正信號; 中國余數定理; 時延測量; 解模糊

0引言

時延表示信號通過某一傳輸系統或網絡時,輸出信號相對于輸入信號的滯后時間。在超寬帶通信[1]、衛星導航定位、航天測控、深空探測等領域,射頻接收機作為一種典型的變頻系統,其時延特性對系統測量精度具有重要影響。一是接收機的時延測量誤差將作為系統差影響系統定位精度;二是接收機的時延隨頻率變化特性將會造成接收信號的線性失真。

由于變頻系統的輸入和輸出頻率不同,給變頻系統時延測量帶來了難度。目前,國內外關于變頻系統時延測量方法主要有基于矢量網絡分析儀(vector network analyzer,VNA)的靜態法和基于載波調制的動態法[2]。

基于VNA的靜態法可分為2類。一是使用2個頻率變換器件串聯,分別做上下變頻,使輸入和輸出同頻;二是在并聯位置的參考通道上給被測器件產生一個相位參考信號?；赩NA的靜態法測量過程復雜,且需要一個互易的參考器件,校準過程繁瑣、靈活性差。

基于載波調制的動態法是由包絡時延引出的。對于一個窄帶系統,當調制信號頻率遠小于載波頻率時,包絡時延和群時延是等價的。采用的調制方法有幅度調制(amplitude modulation, AM)、頻率調制(frequency modulation, FM)和相位調制(phase modulation, PM)[3-4]。由于FM調制具有較強的抗噪性能,因此較常采用。文獻[5]提出了一種基于FM包絡時延的群時延測量方法,該方法通過將某一低頻側音調制到載波上,通過附加的調制、解調和相位求取單元測量被測設備(device under test,DUT)的時延。優勢在于相位求取單元工作在低頻段,相位求取精度可以更高,但在信號經過調制解調后,整個測量系統的相頻響應較為復雜,誤差分析困難。文獻[6]為了提高FM包絡時延的測量精度,對2個主要限制因素:測試帶寬內的群時延變化和測試設備失配誤差,進行了理論分析。指出增大FM信號的調制指數可以有效減小設備之間的失配誤差;對于非線性系統,減小FM信號的頻率偏移(即群時延的測量孔徑),可以減小非線性測量誤差,但同時會減弱對噪聲的抑制能力。

文獻[7]針對變頻系統的群時延測量,提出了一種基于軟件無線電平臺的雙頻相差法。該方法利用初始相位相同的雙頻信號同時作用于被測系統,通過測量2個頻點的相位差,得到系統的群時延。在孔徑為1 kHz條件下,群時延實際測量精度優于15 ns。在該方法中,雙頻信號的頻率差受待測系統群時延限制,否則會出現時延模糊,且該方法一次只能測量一個孔徑下的系統群時延。對于寬帶變頻系統,在相同孔徑條件下,需要進行多次重復測量,才能得到整個通帶內的群時延特性,測試效率低。

文獻[8]提出了一種利用梳狀譜發生器進行變頻系統群時延測量的新方法。該方法通過一個基頻參考信號(cos(ωMt))調制產生梳狀譜,作為系統測試信號。將系統輸出信號采集記錄后,利用平方律解調得到經過待測系統后的基頻信號。采用相關法提取調制前后基頻信號之間的相位差φM1。改變基頻參考信號為cos[(ωM+Δω)t]再次進行測量,得到相位差φM2,則被測變頻系統的群時延值為(φM1-φM2)/Δω。由于兩次測量參考信號的頻率不同,當被測帶寬內相頻特性為非線性時,會造成中頻群時延失真(intermediate frequency group delay distortion,IFGDD)。文章詳細討論了調制頻率ωM和系統失配誤差對測量結果的影響,指出ωM必須小于被測系統帶寬,系統的IFGDD隨著ωM的增大而增大。失配誤差由被測系統的反射系數決定。

文獻[9]針對群時延測量過程中分辨率和測量精度之間的矛盾,提出了一種基于Taylor展開的群時延新定義,將群時延分為一階線性群時延和高階非線性群時延。給出了一種基于VNA測量結果,進行3次樣條插值和Taylor級數展開的測量方案。對非變頻線性器件的相對測量精度為0.01 ns,絕對精度約為0.3 ns。該文的重要貢獻在于群時延求取的后處理方法,在測量方法上采用的仍是傳統VNA法。

通過對國內外文獻的對比發現,現有變頻系統群時延測量方法存在兩個問題:一是測試方法都是針對窄帶系統,一次測量只能得到一個孔徑下的群時延。對于寬帶變頻系統,在相同測量孔徑下,需要進行多次測量才能得到整個測試帶寬內的群時延特性,測試效率低。二是現有測量過程都是在群時延無模糊的前提下進行的,沒有有效的群時延解模糊方法。

針對這兩個問題,提出了一種基于相位校正信號的寬帶變頻系統時延測量方法和基于中國余數定理(Chinese remainder theorem,CRT)的群時延解模糊方案。與現有方法相比,該方法通過一次測量即可得到整個測試帶寬內的相頻特性,根據被測設備線性特性,對不同孔徑下的相頻特性進行最小二乘擬合,即可得到被測帶寬內不同孔徑下的群時延特性,測量效率高。

1相時延和群時延

相時延表示單頻信號經過系統傳輸,系統輸出信號對輸入信號的滯后時間,是該頻率信號的相移與角頻率之比,數學表達式為

(1)

群時延是指群信號經過線性系統或網絡傳播時,系統或網絡對信號整體產生的時延,數學表達式為

(2)

對于圖1所示的多級變頻系統,τ1為第1級下變頻前系統時延值,fLO1為第1級本振頻率;τ2為第2級下變頻前系統時延值,fLO2為第2級本振頻率;τ3為第2級下變頻后系統時延值。

圖1　多級下變頻系統示意圖

不失一般性,以2個點頻為例,設

(3)

式中,f0、f1為測試信號頻率;φ0、φ1為信號初相。經過系統后,計算得到的輸出信號相位為

(4)

式中,σ2為相位提取方差。由相時延和群時延定義可知,測試信號經過圖1所示變頻系統后,求得的相時延為

(5)

群時延為

(6)

由式(5)可知,相時延能夠準確表征系統變頻前的時延值(τ1),卻不能準確表征整個變頻系統的絕對時延值(τ1+τ2+τ3)。對于變頻系統而言,相時延相當于對變頻后的時延值進行了加權,各級權值大小由各級本振頻率和信號頻率之比決定。由式(6)可知,群時延能夠準確表征非變頻系統和變頻系統的絕對時延值。由式(6)的第4項可知,在計算系統群時延時,不僅需要知道信號經過系統后的相位差、頻率差,還需要知道信號的初相差,從而對測試信號的設計提出了特殊要求,否則,當信號初相不為零時,求取的群時延會存在偏差。

2測試方案

2.1測試信號選擇

相位校正(phasecalibration,PCAL)信號是由本地參考信號激發階躍二極管(或隧道二極管)而產生的周期性窄脈沖[10],對于周期脈沖信號

(7)

式中,A為脈沖幅度;τ為脈寬;T為脈沖周期。x(t)在一個周期內的能量是有限的,滿足Dirichlet條件,將其展成傅里葉級數

(8)

(9)

可得周期性脈沖信號的傅里葉變換為

(10)

由式(10)可知,PCAL信號的頻譜是一系列等間隔的梳狀譜線,譜線間隔f0=1/T,頻譜覆蓋范圍為f=1/τ。信號頻譜中相鄰頻點間的初相差恒為-πf0τ。對于脈寬為20ps的PCAL信號而言,其梳狀譜頻率覆蓋范圍可達50GHz,可實現對S頻段(2～4GHz)、C頻段(4～8GHz)、X頻段(8～12GHz)和Ka頻段(26.5～40GHz)接收機時延特性的測量。

2.2測試框圖

基于PCAL信號的變頻系統時延測量框圖如圖2所示。

圖2　測試系統框圖

整個測試系統主要由4部分組成:PCAL信號發生器、信號采集卡、原子鐘和數據處理單元。PCAL信號發生器既可以使用專用信號發生器[11-12],也可以使用商用的安捷倫U9391C/F/G梳狀譜發生器(comb generators)[13]。信號采集單元為可選設備。若DUT為純模擬設備,則需要信號采集單元對DUT的輸出信號進行采集。若DUT為模擬、數字混合設備,自身就包含有數據采集模塊,如數字化接收機,則無需信號采集單元。為了實現高精度測量,必須保證PCAL信號發生器和信號采集單元與1 pps具有固定的相位關系,并且要保證PCAL信號發生器、DUT和信號采集單元共源。數據處理單元負責提取DUT被測帶寬內各個梳狀譜的相位,得到測量帶寬內的相頻特性,并對提取的相位進行多項式擬合,得到線性時延和非線性時延值。

2.3基于DFT的梳狀譜信號相位提取

當前,大部分變頻系統時延測量方案在點頻信號相位提取方面采用的都是相關法[4-5,7]。相關法的優點在于不需要知道DUT的本振信息,缺點在于需要對參考信號和DUT輸出信號同時進行采樣處理,且計算量隨著提取頻點個數的增加而增長。本節根據PCAL信號的特點,提出了一種基于DFT的PCAL多頻點相位高效提取方法,其信號處理示意圖如圖3所示。

圖3　測試信號處理示意圖

由于PCAL信號的周期一旦確定,其各頻點的頻率值就是確定的。通常被測變頻系統的下變頻頻率也是已知的。因此可以根據窄脈沖的脈沖重復頻率(pulse repetition frequency,PRF)f0和被測變頻系統的本振頻率fLO直接計算出被測帶寬內各梳狀譜頻點的頻率值pf0～qf0。圖3中第1幅圖表示產生的PCAL信號。第2幅圖示意DUT的本振頻率。第3幅圖表示經過DUT后的輸出信號,其包絡反映了DUT通帶內的幅頻特性。第4幅圖表示在數據處理時,將輸出信號變為零中頻,降低采樣速率。第5幅圖表示通過DFT求取的DUT通帶相頻特性,通過對DUT相頻特性的最小二乘擬合,即可得到DUT的群時延。

由文獻[10]可知,PCAL信號梳狀譜越密集,PCAL各頻點的信噪比越低,進而相位提取精度就越差,可以利用PCAL信號的周期性以及噪聲的不相關性,通過對信號進行分段累加(增加積分時間)的方法,提高PCAL信號梳狀譜密集條件下的相位提取精度。

在實際測試時,首先根據梳狀譜信號信噪比大小對采集的N點測試信號x(n)進行分段累加。分段數據長度應滿足以下條件:保證梳狀譜頻率間隔f0為DFT頻率分辨率的整數倍,以避免頻譜泄露。從而分段數據長度L=MFs/f0,Fs為信號采樣頻率,f0為窄脈沖信號的PRF,M為整數,則分段累加后的數據為

(11)

根據測試信號中第一個梳狀譜頻點距離零中頻的頻率偏移foffset=pf0,將梳狀譜各個頻點移至DFT頻率分辨率的整數倍處,則

(12)

對累加后的數據做DFT,得

(13)

從而可得梳狀譜各頻點的相位為

(14)

式中,K為測試信號中包含的梳狀譜信號頻點個數。由式(14)可知,該方法通過一次DFT運算就可以得到DUT測量帶寬內所有梳狀譜頻點的相位值,通過相鄰相位值的差分,即可得到帶內各頻點的群時延。該時延值的均值可等效為整個測試帶寬內的時延值。由文獻[14]可知,在梳狀譜信號相位提取方面,新方法與相關法相比:相位提取精度相同、計算效率高。

2.4基于CRT的時延解模糊

現有群時延測量方法都是在已知DUT群時延預測值的條件下,通過對群時延測量孔徑進行限制,從而避免時延模糊的產生。然而,在某些復雜情況下,DUT的群時延預測值是無法或難以獲取的。為此,提出了一種基于擴展CRT的DUT時延解模糊方法。

2.4.1擴展CRT

在利用單一頻率間隔的PCAL信號測量DUT時延時,受到PCAL信號周期的限制,其能測量的最大無模糊時延為PCAL信號的周期。當DUT時延大于其周期時,測得的時延含有模糊,必須求解出模糊數,才能得到真實時延。傳統CRT能夠利用一組兩兩互質的模數及相應余數來估計一個整數[15]。這里的整數相當于DUT的無模糊時延,質數相當于PCAL的周期,余數相當于測量得到的有模糊時延。根據這一映射關系,可以由不同窄脈沖周期下的有模糊時延,求解DUT的實際時延。傳統CRT對模數互質的要求限制了其應用范圍,擴展CRT在傳統CRT的基礎上,將其應用范圍擴展到非互質的模數。

(15)

式中

(16)

(17)

Qi=M/Li

(18)

(19)

(20)

ri=mi-biC

(21)

2.4.2擴展CRT誤差分析

CRT存在一個重要的問題是算法不穩健。由式(16)可知,由于δi?1,從而導致bi的極小誤差就可能引起被估整數相當大的誤差。文獻[17]通過推導證明,式(16)中的加權系數δi的性質為

(22)

當bi的誤差Δbi相同時,可得x0的估計誤差為

(23)

從而減小了估計誤差的靈敏度。文獻[15]在推導Δbi相同的條件時考慮不全面,本文對該問題進行了重新分析。設余數mi的測量誤差為Δmi,即mi=mi0+Δmi,則由式(19)和式(21)可得

(24)

為了保證Δbi相同,需滿足

(25)

此時,被估整數x的估計誤差為

(26)

式中,Δm1為第一個余數的測量誤差。

為了驗證擴展CRT算法及誤差分析的正確性,進行如下仿真。設DUT的真實時延為800ns,梳狀譜信號1的頻率間隔為4MHz,對應的無模糊時延為250ns(模數1),時延測量值為50ns(余數1)。梳狀譜信號2的頻率間隔為5MHz,對應的無模糊時延為200ns(模數2),時延測量值為0ns(余數2)?？芍?模數1和模數2非互質。設余數1、2的測量誤差為0～80ns,步進1ns,量化單位為1ns。按照擴展CRT分別利用有模糊的時延值求取DUT無模糊時延,仿真結果如圖4所示。經計算,模數1和模數2的最大公約數C=50,沒有誤差時的公共余數ri=0(i=1,2)。由式(25)可知,當2個余數的誤差均在[0ns50ns]及[50ns80ns]時(見圖4中的紅色區域),兩者具有相同的誤差Δbi(i=1,2)。此時CRT估計結果的誤差靈敏度大大降低,其誤差僅由余數測量誤差的均值決定,估計結果誤差較小。當2個余數的測量誤差不滿足式(25)時(見圖4中黃色和藍色區域),由于δi的作用,余數測量誤差被加權放大,造成較大的估計誤差。

圖4　CRT估計誤差與余數測量誤差關系

2.4.3基于擴展CRT的時延解模糊方法

根據擴展CRT,可將時延解模糊方法總結如下:

步驟 1根據被測系統帶寬B,分別將PCAL發生器輸出信號周期設為T0、T1(對應梳狀譜頻率間隔為f0、f1),在2種頻率間隔下對DUT的時延進行測量,得到線性群時延值τ0,τ1和測量誤差δτ0,δτ1。設集合A∈[τ0-3δτ0,τ0+3δτ0],集合B∈[τ1-3δτ1,τ1+3δτ1],若A∩B≠?,則說明測量得到的時延值沒有模糊,否則需要進行解模糊。為了保證時延求取精度,T0,T1的選擇應確保被測帶寬內至少包含3個梳狀譜頻點,同時盡量使T0,T1具有較大的最小公倍數,從而在解模糊時具有較大的無模糊時延。

步驟 2設量化單位為u,對各參數進行量化,得到量化后的模數Li=round(Ti/u),余數mi=round(τi/u),余數測量誤差Δmi=round(Δτi/u)。

步驟 3按照式(15)～式(21)計算x,最終求得的時延為

(27)

步驟 4設置PCAL發生器輸出信號周期T2>τg,對DUT時延進行再次測量,得到線性群時延值τ2和測量誤差δτ2,若τg∈[τ2-3δτ2,τ2+3δτ2],則說明解模糊正確,否則,說明還存在模糊,利用已經測得的多個模糊時延按照步驟2及步驟3的方法繼續解模糊,直到解模糊正確為止。

3仿真驗證

為了驗證本文所提時延測量方法的正確性,以圖5所示基于軟件無線電的數字化射頻接收機為例進行仿真驗證。

圖5　軟件無線電數字化射頻接收機

射頻信號首先經過抗混疊濾波,抗混疊濾波器的通帶范圍為0～510MHz。以1 024MSps的采樣率對射頻信號進行數字化采樣。采樣后的信號首先經過第一級下變頻和低通濾波LPF1。LPF1的通帶截止頻率為24MHz,阻帶截止頻率為32MHz,濾波器階數為438階。對濾波后的信號進行16倍抽取,將采樣率降為64MHz。對降頻后信號進行第二級下變頻及低通濾波,得到最終的基帶輸出信號。LPF2的通帶截止頻率為14.5MHz,阻帶截止頻率為16MHz,濾波器階數為146階。為了方便驗證,仿真時扣除數字濾波器LPF1和LPF2以外的所有時延值。由數字濾波器群時延與濾波器階數M和采樣頻率Fs的關系

(28)

可知,整個仿真系統理論上的時延真值應為

(29)

在PCAL信號頻率間隔為100kHz,信噪比為0～50dB,步進2dB條件下,分別進行100次蒙特卡羅仿真,得到變頻系統時延估計誤差均值隨梳狀譜信號信噪比的變化關系如圖6所示。時延估計誤差定義為時延測量值與時延真值之差。由圖6可知,時延估計誤差隨著SNR的提高而減小,當SNR高于35dB時,時延估計誤差可達到ps量級。

圖6　PCAL信號不同信噪比下時延測量誤差

由于仿真系統的時延約為1 354.5 ns,對應的最大無模糊PCAL信號頻率間隔約為738 kHz。為了驗證本文所提時延解模糊算法的正確性,分別在不同信噪比下,利用頻

率間隔為0.8 MHz和2 MHz的PCAL信號求取仿真系統的模糊時延,并通過擴展CRT進行解模糊。2個PCAL信號對應的最大無模糊時延分別為1 250 ns和500 ns,利用擴展CRT能夠求解的最大無模糊時延為2 500 ns。在不同信噪比下,利用PCAL信號測得的仿真系統時延及時延標準差如表1和表2所示,求得的無模糊時延如表3所示。由仿真結果可知,基于PCAL信號的變頻系統時延測量及解模糊方法能夠準確求取變頻系統時延值,計算精度最高可達ps量級。

4測試實驗

X頻段數字化射頻接收機由低噪聲放大器(low noise amplifier, LNA)、混頻器、模擬濾波器和數字基帶轉換器[18]組成,是一個典型的模擬數字混合設備。由于不能組成一個模擬閉合環路,無法使用矢量網絡分析儀對該設備的群時延進行測量。為此,將該設備當作一個黑匣子,采用本文所提方法進行測試,驗證其在實際測量過程中的有效性。實驗框圖如圖7所示。其中原子鐘為Symmetricom Datum X72銣鐘,可產生10 MHz參考頻標和1 pps脈沖。梳狀譜信號發生器采用專用設備,窄脈沖脈寬為25 ps,可產生頻率間隔為5 MHz/n(n=1,2,…,100)的梳狀譜信號。

表1　DUT仿真測量結果(PCAL間隔0.8 MHz)

表2　DUT仿真測量結果(PCAL間隔2 MHz)

表3　時延解模糊結果

圖7　X頻段數字化射頻接收機群時延測量框圖

在待測設備群時延未知的情況下,按照第2.4.3節所述策略進行測量。為了減小非線性誤差的影響,設定測試帶寬為2 MHz。PCAL信號的信噪比為25 dB,間隔分別為250 kHz和156.25 kHz,對應的最大無模糊時延分別為4 μs和6.4 μs,通過擴展CRT可求取的最大無模糊時延為32 μs。利用PCAL信號實際測量得到的群時延均值分別為2 072.824 6 ns和1 273.026 4 ns,均方根誤差為0.035 ns和0.048 ns。由第1次測量結果可知,求取的群時延存在模糊。設量化單位為0.1 ns,利用擴展CRT,根據第1次測量結果求得的無模糊時延為14 073.2 ns。為了驗證解模糊的正確性,再次選擇PCAL間隔為50 kHz的測試信號(對應的最大無模糊時延為20 μs),進行第2次驗證測量。實際測量結果為14 072.226 9 ns,均方根誤差為0.059 ns。由第2.4.3節的步驟4可知,解模糊結果正確。對一段時間內的信號進行連續處理,得到CRT解模糊值與實際測量值隨時間的變化情況如圖8所示。

圖8　CRT解模糊值與實際測量值隨時間變化情況

將梳狀譜間隔為50 kHz時測得的DUT時延值作為真值,得到CRT解模糊誤差如圖9所示。通過計算可知,CRT解模糊的均方根誤差約為0.225 ns。

圖9　CRT解模糊誤差隨時間變化情況

需要說明的是,系統測量誤差包括測試設備誤差、設備失配誤差和測量誤差,比如測試設備引入的電纜時延等。由于在測量過程中,未能消除測試設備引入的時延。因此,文中的時延測量精度均為相對測量精度。由于測試設備引入的時延誤差通常為固定值,可通過系統校準進行消除,從而得到系統時延的絕對值。

5結論

針對變頻系統群時延測量問題,提出了一種基于PCAL信號的測量方法和基于擴展CRT的解模糊方法。新方法通過一次測量能夠得到整個測試頻帶內的群時延特性,測量效率高。通過待測設備的有模糊時延測量值,可以正確求取真實群時延。通過對某一X頻段數字化射頻接收機的實際測試結果表明,在PCAL信號信噪比為25 dB時,新方法的群時延相對測量精度達到0.01 ns量級,CRT解模糊精度約為0.1 ns量級。

參考文獻：

[1] Jin Y N, Kwak K S. A robust non-coherent receiver for TR UWB with the impact of group delay ripple[J].TheInstituteofElectronics,InformationandCommunicationEngineers(IEICE)Trans.onCommunications, 2012, E95B(6):1983-1989.

[2] Di S, Zhang G H, Feng K M. Introduction and analysis of methods of measuring the group delay of frequency-translating devices[J].JournalofAstronauticMetrologyandMeasurement,2007,27(1):1-5.(邸帥,張國華,馮克明.頻率變換器件群時延測量方法的探討與分析[J].宇航計測技術,2007,27(1):1-5.)

[3] Badger D. Low-cost techniques determine group delay[J].MicrowavesandRF, 1985, 24(1): 83-86.

[4] Dennis T, Williams P A. Achieving high absolute accuracy for group-delay measurements using the modulation phase-shift technique[J].JournalofLightwaveTechnology, 2005, 23(11): 3748-3754.

[5] Wardrop B. The measurement of group delay[J].MarconiReview,FourthQuarter, 1972, 35(1): 316-337.

[6] Woods G, Maskell D. Improving group delay measurement accuracy using the FM envelope delay technique[C]∥Proc.oftheIEEERegion10TENCON, 2005: 1-6.

[7] Yu C J, Chen Y Y. Precise method for group delay measurement of frequency-translating devices based on software defined radio technology[J].ChineseJournalofScientificInstrument, 2010, 31(1): 166-171. (于長軍, 陳蕓蕓. 一種基于軟件無線電技術的變頻系統群時延精確測量方法[J]. 儀器儀表學報, 2010, 31(1): 166-171.)

[8] Scott J, Hoy M. Group-delay measurement of frequency-converting devices using a comb generator[J].IEEETrans.onInstrumentationandMeasurement, 2010, 59(11): 3012-3017.

[9] Zhu X W, Li Y L, Yong S W, et al. A novel definition and measurement method of group delay and its application[J].IEEETrans.onInstrumentationandMeasurement,2009,58(1):229-233.

[10]Jiang K, Wang Y Q, Hou X M, et al. High efficient extraction of phase calibration signals and error analysis[J].JournalofSignalProcessing, 2014, 30(2): 197-204. (姜坤, 王元欽, 侯孝民, 等. 相位校準信號高效提取方法及誤差分析[J]. 信號處理, 2014, 30(2): 197-204.)

[11] Li W, Wang J Q, Xue Z H. Principle and design of new phase-calibration unit in VLBI digital backend[J].AnnalsofShanghaiObservatoryAcademiaSinica, 2009(30): 60-70. (李煒, 王錦清, 薛祝和. 新一代VLBI數字終端相位校正單元的原理與設計[J]. 中國科學院上海天文臺年刊, 2009(30): 60-70.)

[12] Li Q L, Jiang W S, Xu Y F, et al. Analysis and design of wide-band comb generator based on SRD[C]∥Proc.oftheInternationalConferenceonMicrowaveandMillimeterWaveTechnology, 2012: 1-3.

[13] Agilent Technologies. Agilent U9391C/F/G Comb Generators[EB/OL].[2014-8-6]. http:∥221.179.130.43:83/1Q2W3E4-R5T6Y7U8I9O0P1Z2X3C4V5B/cp.literature.agilent.com/litweb/pdf/5989-7619EN.pdf.

[14] Jiang K, Hou X M, Xu K. High efficiency parallel extraction of multi-tone PCAL signals[J].JournalofSpacecraftTT&CTechnology, 2012, 31(6): 32-36. (姜坤, 侯孝民, 許可, 等. PCAL信號多頻點高效并行提取方法[J]. 飛行器測控學報, 2012, 31(6): 32-36.)

[15] Wang W J, Jiang H Y, Xia X G, et al. A wireless secret key generation method based on Chinese remainder theorem in FDD systems[J].ScienceChinaInformationSciences, 2012, 55(7): 1605-1616.

[16] Cheng G H, Qi X M, Luo Y L. Design and implementation of modular inversion circuits in AES algorithm[J].JournalofChineseComputerSystems,2011,32(6):1240-1244.(程桂花,齊學梅,羅永龍.AES算法中模逆運算電路設計與實現[J].小型微型計算機系統,2011,32(6):1240-1244.)

[17] Wang C, Yin Q Y, Chen H Y. Robust Chinese remainder theorem ranging method based on dual-frequency measurements[J].IEEETrans.onVehicularTechnology,2011,60(8):4094-4099.

[18] Jiang K, Jiao Y W, Hou X M, et al. Design and implementation of the deep space interferometry DBBC sub-system[C]∥Proc.ofthe11thIEEEInternationalConferenceonSignalProcessing, 2012: 448-451.

焦義文(1985-),男,博士研究生,主要研究方向為飛行器測量與控制、數字信號處理。

E-mail:jiaoyiwen@gmail.com

王元欽(1963-),男,教授,博士,主要研究方向為航天測控、數字信號處理。

E-mail:jerry_mickey@sina.com

姜坤(1984-),男,工程師,博士,主要研究方向為航天測控、數字信號處理。

E-mail:jiangkunzzy@126.com

廉昕(1987-),男,博士研究生,主要研究方向為航天測控、數字信號處理。

E-mail:lianxin 20032002@aliyun.com

許可(1988-),男,碩士,主要研究方向為航天測控、數字信號處理。

E-mail:xk361@163.com

網絡優先出版地址：http://www.cnki.net/kcms/detail/11.2422.TN.20140922.1654.001.html

Delay measurement method for frequency converting system

using phase calibration signal

JIAO Yi-wen1, WANG Yuan-qin1, JIANG Kun2, LIAN Xin1, XU Ke3

(1.DepartmentofOpticalandElectronicEquipmentAcademy,Beijing101416,China;

2.BeijingInstituteofTrackingandTelecommunicationTechnology,Beijing100094,

China; 3.ChinaXi’anSatelliteControlCenter,Xi’an710043,China)

Abstract:There are two problems in the measurement of the wideband frequency converting system using existing methods. One is inefficiency in measurement, the other is without effective group delay ambiguity resolution method. A new delay measurement method based on phase calibration (PCAL) signal is proposed and a group delay ambiguity resolution method based on extended Chinese remainder theorem (CRT) is given for solving the problems. The whole group delay characteristic of the tested bandwidth can be obtained by only one measurement according to the frequency characteristic of the PCAL signal. The robust condition of the extended CRT is derived. The ambiguity resolution strategy is detailed. Computer simulation results show that the delay measurement relative accuracy and the ambiguity resolution relative accuracy can reach the order of ps. The field experiment results show that the delay measurement relative accuracy reaches the order of 0.01 ns and the ambiguity resolution relative accuracy reaches the order of 0.1 ns.

Keywords:group delay; phase calibration (PCAL) signal; Chinese remainder theorem (CRT); delay measurement; ambiguity resolution

作者簡介：

中圖分類號：TN 98

文獻標志碼：ADOI:10.3969/j.issn.1001-506X.2015.05.06

基金項目：國家自然科學基金(61271265)資助課題

收稿日期：2014-05-09；修回日期：2014-08-06；網絡優先出版日期：2014-09-22。