功率場效應管高頻建模方法*

張智娟，左玉梅

(華北電力大學 電氣與電子工程學院,河北 保定 071003)

0 引言

隨著電力電子不斷向高頻化、小型化方向發展，具有高頻特性好、抗干擾能力強等特點的場效應管(MOSFET)已經成為電力電子領域中的實用器件。但高頻化導致了器件所承受的電應力和開關損耗的增加，不可避免地會產生電磁干擾(EMI)[1]。為了預測和減小電磁干擾的影響，需要建立準確的電路傳導EMI的高頻模型來進行仿真，然而現有的電路仿真軟件庫中雖然有著豐富的場效應管的模型，但在高頻工作狀態下不夠準確會導致仿真結果的誤差，無法用于傳導EMI仿真的現狀。因此，研究和掌握功率場效應管的高頻建模方法變得尤為重要。

1 常見的功率場效應管建模方法

由于結構和工藝的原因，功率MOSFET存在寄生的極間電容，包括柵漏電容 Cgd、柵源電容Cgs和漏源電容Cds，而功率MOSFET中決定其開關波形的是這3個非線性極間電容[2]。因此，建立精確的功率MOSFET高頻模型，關鍵在于正確描述這3個極間電容特性來模擬其開關波形。目前常見的功率MOSFET建模方法主要有子電路模型和集總電荷模型。

1.1 子電路模型

子電路模型以小信號LDMOS為基礎，在外圍增加反映功率VDMOS動態特性的非線性極間電容和反偏二極管來模擬功率MOSFET[3]。圖1所示是saber中兩種典型的功率MOSFET子電路模型 mpvl和mpv2。圖1(a)模型中的一個關鍵因素是可變電容器Cgdp，連接在柵極和漏極之間，用來描述處于耗盡狀態的柵漏電容；Cgd則描述處于積累狀態的柵漏電容；柵源電容用常電容Cgs來描述；反偏的二極管D用來描述漏源電容。圖1(b)中的模型比圖1(a)中的有所改進，模板中的關鍵因素是可變電容Cgd和Cgs，分別為柵漏和柵源間的非線性電容。和mpv1比主要的變化是增加了Cgs這個描述其積累狀態的變量。非線性電容Cgd對應的是圖1(a)中的Cgdp，描述的是處于耗盡狀態的柵漏電容。

圖1 子電路模型mpv1和mpv2

1.2 集總電荷模型

集總電荷的功率MOSFET模型是將功率MOSFET各區的載流子用集總電荷來表示，并分階段描述功率MOSFET各工作狀態下的集總電荷方程，從而得到能夠同時反映功率MOSFET靜動態特性的模型。當考慮到功率場效應管整個開關過程，包含了各工作狀態的MOSFET集總電荷模型如圖2所示[4]。產生柵極電容的電荷qaB、qdB和qiB集中在集總電荷節點 1處。同時，電荷qiB決定了電流Id的電導系數，還有飽和和非飽和區域的靜態特性。漏源間的體二極管使用的是包含反向恢復的Lauritzen-Ma模型來建模。開關S1表示當漏極發生反型時體區和漏極表面的連接。開關S2表示場效應管從截止區過渡到飽和區。

圖2 集總電荷模型

比較這兩種建模方法，集總電荷方法能獲得連續的非線性極間電容模型和較好的精度，但運算速度比子電路模型慢，計算效率和魯棒性較差。子電路方法建模容易構造，運算速度和魯棒性都較好，但現有的這些模型在器件工作在高頻狀態時對極間電容影響方面的研究不夠[5]。鑒于以上分析考慮，采用Saber軟件自帶的建模工具Model Architect對功率場效應管進行建模。

2 Model Architect功率場效應管建模方法

相比以上建模方法，Model Architect利用器件技術手冊提取相關特性曲線，采用自帶模型原理進行擬合實現對器件的建模。功率場效應管模型如圖3所示，包括MOSFET一級模型結構、寄生電容、體二極管以及引線電感。主要包括I-V特性曲線、極間電容和體二極管的建模方法。

圖3 功率場效應管模型

2.1 I-V特性曲線建模

I-V特性曲線可通過技術手冊或實驗測得，其中包括Id-Vgs曲線與固定Vgs下Id-Vds曲線，前者展現了MOSFET隨柵壓升高而開通的過程，后者則展現了其3個特性區域的過程。將所得曲線經過繪制后可直接輸入saber軟件中進行曲線擬合，如圖4所示。

圖4 功率場效應管I-V特性曲線建模

2.2 極間電容建模

MOSFET極間電容被結合起來反映對驅動源和負載的容抗。這些合成電容是：反饋電容Crss=Cgd、共源極輸入電容Ciss=Cgd+Cgs及共源極輸出電容Coss=Cgd+Cds。模型中，極間電容的模擬采取三段式分段線性化，電容通常會在某區間斜率較大而其余區間平緩。因此需要對數據尋找到兩個斜率轉折點，將曲線分成三段進行擬合。通過技術手冊讀取這兩個轉折點的數據后，即可輸入Saber中進行建模，如圖5所示。

2.3 體二極管建模

Model Architect中的二極管模型是一種基于電荷控制的集總參數模型，能夠反映二極管的反向恢復等特性，物理意義明確。并且擁有曲線擬合功能，可以對模型實測曲線進行擬合，適合于快速建模預測EMI情況的需求。二極管模型如圖 6所示，Ls是引線電感、Rs是二極管導通電阻，D為二極管，Cj是功率二極管雜散電容，Qrr是利用電荷存儲效應原理來描述功率二極管反向恢復的特性。

圖5 功率場效應管極間電容建模

在Model Architect中，二極管的建模過程分為三部分：I-V特性建模、結電容建模以及反向恢復特性建模。利用Model Architect-Diode Tool提取技術手冊上正向I-V特性曲線來描述二極管的開關特性，提取電容特性曲線來描述Cj，提取反向恢復電流曲線來描述Qrr，如圖7所示。

圖6 二極管模型

3 功率場效應管模型特性驗證

為了驗證上述所提出的建模方法，分別用mpv2模型和Model Architect建的MOSFET模型搭建逆變器電路來進行仿真對比。電路原理圖如圖8所示，電路的輸入電壓為50 V直流電，工作頻率為1 MHz，得到的輸出電壓為±50 V的方波。在Saber中執行DC和瞬態分析，得到MOSFET的開關波形如圖9和圖10所示。

比較結果可以看出，子電路模型mpv2在開關過程中波形較平穩，沒有出現前后沿很陡的脈沖，表示該模型對高頻情況考慮不足，造成了一定的誤差。而利用Model Architect工具建立的MOSFET模型的仿真波形可以明顯的觀察出Vds在關斷時的沖擊，較好地模擬出了功率場效應管的開關波形，能夠更好的用于預估電路中的EMI。

由以上分析可知，MOSFET在高頻工作模式下開關過程中電壓和電流變化率很高，造成了開關波形的畸變，這也是電路中產生傳導干擾的原因之一。通過saber時域仿真獲得傳導干擾噪聲電壓波形，對該電壓波形進行FFT變換獲得傳導EMI的仿真結果，如圖11和圖12所示。

圖7 功率場效應管體二極管建模

圖8 逆變器電路原理圖

圖9 mpv2模型的仿真開關波形

圖10 Model Architect所建MOSFET模型的仿真開關波形

由兩圖對比可知，mpv2模型與實際器件的參數有一定偏差,不能準確地描述電路的實際性能，所得傳導干擾頻譜較為理想。采用Model Architect所建模型電路的噪聲相比圖11更為明顯，能夠相對準確地描述實際硬件電路的傳導干擾。

圖11 逆變電路采用mpv2模型傳導EMI仿真頻譜

圖12 逆變電路采用Model Architect所建模型傳導EMI仿真頻譜

4 結論

本文首先分析了兩種常見的功率場效應管建模方法，提出了在高頻工作狀態下可使用Model Architect對MOSFET進行建模，并搭建了逆變器電路進行仿真。仿真結果表明Model Architect創建的功率場效應管模型能夠與實際器件的特性相符，能夠滿足研究傳導EMI快速建模精確仿真的要求。

[1]錢照明，程肇基．電力電子系統電磁兼容設計基礎及干擾抑制技術[M]．杭州：浙江大學出版社，2000.

[2]李龍濤．開關電源傳導EMI建模和模型有效性評估功[D]．哈爾濱：哈爾濱工業大學，2012.

[3]LEONADI C，RACITI A，FRISINA F，et al.A new PSpice powerMOSFET model with temperature dependent parameters:evaluation of performances and comparison with available models[C].Thirty-Second IAS Annual Meeting，1997.

[4]BUDIHARDJO I，LAURIZEN P O.The lumped-charge power MOSFET model,including parameter extraction[J].IEEE Transactions on Power Electronics，1995，10(3)：379-387.

[5]袁義生．功率變換器電磁干擾的建模[D]．杭州：浙江大學，2002.