基于非平衡Blumlein型多層微帶傳輸線的高壓納秒脈沖發生器

米 彥 張晏源，2 儲貽道 姚陳果 李成祥

(1.輸配電裝備及系統安全與新技術國家重點實驗室(重慶大學) 重慶 400044 2.國網重慶市電力公司長壽供電分公司 重慶 401220)

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基于非平衡Blumlein型多層微帶傳輸線的高壓納秒脈沖發生器

米 彥1張晏源1，2儲貽道1姚陳果1李成祥1

(1.輸配電裝備及系統安全與新技術國家重點實驗室(重慶大學) 重慶 400044 2.國網重慶市電力公司長壽供電分公司 重慶 401220)

為制作生物醫學用小型化、緊湊型ns脈沖發生器，結合非平衡Blumlein型多層微帶傳輸線和固態開關技術，研制了一臺基于非平衡Blumlein型傳輸線的全固態高壓納秒脈沖發生器。通過波傳播過程分析非平衡Blumlein型多層微帶傳輸線方波形成原理；介紹了相關固態開關的控制時序及其“截波” 策略，以此實現50～100 ns的方波脈沖脈寬可調；闡釋了非平衡Blumlein型多層微帶傳輸線系統的負載阻抗可變的相關原理；并研制了一臺小型納秒脈沖發生器以進行相關性能測試。最終，在50 Ω負載下的納秒脈沖電壓參數：幅值0～2 kV可調、脈寬50～100 ns可調、重復頻率0～1 kHz可調，上升時間約20 ns；此外，測試了500 Ω負載下輸出的納秒脈沖電壓幅值約為充電電壓的2倍。

納秒脈沖發生器 非平衡Blumlein型傳輸線 多層微帶傳輸線 固態開關

0 引言

脈沖電場對細胞結構和功能的影響以及對生物體的治療作用逐漸成為生物電磁技術領域的研究熱點。目前，納秒脈沖電場以其獨特的細胞內電處理效應及其誘導凋亡的重要特征引起人們極大的關注[1-5]。因此，研制產生生物醫學用納秒脈沖電場的高壓納秒脈沖發生器顯得尤為重要。

國內外研究者提出了許多納秒脈沖發生器制作方法，其原理主要分為基于電容放電和傳輸線理論[6]兩種，其中基于傳輸線理論的納秒脈沖發生器通過傳輸線中的波過程在匹配負載上產生方波脈沖，原理簡單、易于操作，因而成為生物醫學用高壓納秒脈沖發生器主要采用形式之一。比如：美國加州大學的M.Behrend等[7]以火花間隙為開關，研制出兩種基于傳輸線理論的納秒脈沖發生器。一種采用4根50 Ω的同軸電纜并聯組成波阻抗為12 Ω的傳輸線，結合火花間隙開關組成基于單傳輸線理論(輸出方波幅值為充電電壓的1/2)的納秒脈沖發生器，在12 Ω匹配負載上輸出方波脈沖幅值1～4 kV可調，脈寬由同軸線長度決定。另一種納秒脈沖發生器則采用水(相對介電常數εr=81)和乙二醇(εr=37)的混合物作為帶狀Blumlein傳輸線(輸出方波幅值等于充電電壓)介質，與火花間隙開關組成Blumlein型傳輸線納秒脈沖發生器，在10 Ω匹配負載上輸出方波幅值可達10 kV，通過改變介質的電導率改變波傳播速度，從而調節脈沖寬度。J.F.Kolb等[8]以兩層0.5 mm厚的特富龍作為介質制成阻抗為10 Ω的Blumlein形成線，與1 mm間距并充有SF6壓縮氣體的火花間隙開關組成納秒脈沖發生器，對電極池中大量細胞進行處理，通過改變SF6氣壓調節開關的擊穿電壓，從而調節負載電極池兩端脈沖幅值，該脈沖發生器可產生最大幅值40 kV、脈寬10 ns、上升時間1 ns的負極性方波脈沖。上述基于傳統脈沖形成線形式的納秒脈沖發生器采用火花間隙開關作為系統主開關，導致系統重復頻率普遍較低、分散性大、不利于精確控制；此外，采用同軸線(或自制脈沖線)導致脈沖寬度需要改變同軸線長度(或介質電導率)方式，則存在系統體積龐大、操作較為繁瑣問題，不利于系統的小型化和緊湊型需求。

為適應生物醫學實驗中對納秒脈沖發生器小型化、緊湊型要求，需要引入更為合理且實用的脈沖線形式。近來，通信行業中常用的微帶傳輸線[9]被引入脈沖功率技術，許多研究者對其在生物醫學中的應用進行了研究。如：S.Romeo等[10]設計的Blumlein型微帶傳輸線結構輸出脈沖幅值達到1 kV，分別研制了10 Ω匹配電轉杯負載專用10 ns脈寬、50 Ω匹配電轉杯負載專用20 ns脈寬、133 Ω匹配電轉杯負載專用60 ns脈寬的一系列納秒脈沖發生器，可用于生物醫學應用。該裝置實現了納秒脈沖發生器緊湊型、便攜式設計，雖然使用了HTS高性能開關，但其輸出波形與傳統納秒脈沖發生器相比并不理想。此外，其輸出納秒脈沖幅值較低，難以滿足生物醫療中對于高幅值脈沖輸出的要求。C.Merla[11]等利用微帶傳輸線技術及光導開關研制了納秒脈沖發生器，采用全波時域有限差分(FDTD)方法和電路模型仿真對構建的發生器模型進行了評估，在匹配負載上輸出脈沖幅值達到2.25 kV(正極性)和±2.25 kV(雙極性)，可用于生物醫學領域相關試驗，其缺點是光導開關價格昂貴、使用壽命短且觸發較為復雜。米彥等[12]基于微帶傳輸線和固態開關串聯技術研制的高壓納秒發生器對電極間距為1 mm的10 Ω匹配電轉杯輸出方波脈沖參數：脈沖幅值0～2 kV，脈寬100 ns，重復頻率0～1 kHz?？偨Y上述微帶傳輸線型納秒脈沖發生器研究現狀可知，并未完全利用微帶傳輸線的PCB板結構的優勢，進一步利用多層PCB板層疊構造能夠產生更寬納秒脈寬的微帶傳輸線且盡量減少微帶傳輸線面積；此外，微帶傳輸線型納秒脈沖發生器與傳統脈沖形成線系統相似，仍需微帶傳輸線阻抗與負載阻抗匹配，因此，對于生物細胞試驗中電轉杯[10]10 Ω、20 Ω、50 Ω、133 Ω阻抗以及動物組織試驗中上百歐姆阻抗而言，則需要各自匹配一套微帶傳輸線系統，加大了工作量以及經濟成本，在一定程度上影響了基于傳輸線理論的納秒脈沖發生器在生物醫學領域的應用。

本文作者結合非平衡Blumlein型多層微帶傳輸線和固態開關技術，研制了基于非平衡Blumlein型多層微帶傳輸線的納秒脈沖發生器。利用4層PCB微帶傳輸線結構實現較小面積下的微帶傳輸線設計，因此結構緊湊、占用體積小。該發生器輸出納秒脈沖的幅值、脈寬、重復頻率、負載阻抗在一定范圍內可調。滿足生物醫學試驗中對于系統小型化、緊湊型要求的同時，多個參數可調，極大擴展了基于傳輸線理論的納秒脈沖發生器在生物醫學領域的應用范圍。

1 基于非平衡Blumlein型多層微帶傳輸線的全固態納秒脈沖發生器原理

1.1 系統原理框圖

定義1：傳統的Blumlein型傳輸線要求兩根傳輸線的特性阻抗完全相同(即Z1=Z2)；本文中微帶傳輸線MSL-1(特性阻抗Z1=30 Ω)和MSL-2(特性阻抗Z2=20 Ω)阻抗并不相同，即Z1≠Z2，因此，本文稱之為非平衡Blumlein型微帶傳輸線。

基于非平衡Blumlein型多層微帶傳輸線的納秒脈沖發生器系統框圖如圖1所示。圖中DC為高壓直流電源；R1為限流電阻；微帶傳輸線MSL-1(特性阻抗Z1=30 Ω)和MSL-2(特性阻抗Z2=20 Ω)構成非平衡Blumlein型微帶傳輸線(即Z1≠Z2)；R2為負載電阻(此處以50 Ω為例，實際其范圍為幾十～幾百歐姆可變，后續將說明)；S1和S2為N溝道增強型MOSFET串聯組，由控制電路產生的方波脈沖信號控制其開通/關斷。

圖1 基于非平衡Blumlein型多層微帶傳輸線的納秒脈沖發生器系統框圖Fig.1 System diagram of nanosecond pulse generator based on unbalanced Blumlein type multilayered microstrip line

1.2 非平衡Blumlein型多層微帶傳輸線系統方波產生原理

與傳統的Blumlein型多層傳輸線系統中傳輸線特性阻抗Z1=Z2不同，本文所述的非平衡Blumlein型微帶傳輸線系統中Z1>Z2，其優點是：①利用微帶傳輸線阻抗可以調整的特點，而普通同軸線阻抗一般為50 Ω、75 Ω或100 Ω，如果特制某種特性阻抗(如30 Ω 和20 Ω)的同軸線其造價將會非常昂貴；②如圖1所示電氣接線圖中Z1>Z2情況下，當開關S1閉合瞬間，將會產生入射電壓波U入1=-U0向MSL-1右端傳播，以保證左端電壓為零，并伴隨著入射電流波

i入1=-U0/Z1

(1)

式中，U0為直流電源充電電壓；Z1為微帶傳輸線MSL-1特性阻抗。

由式(1)可知，充電電壓U0一定的情況下，Z1越大則流過開關S1的脈沖電流i入1越小。如4 kV直流充電電壓情況下，非平衡與平衡時的脈沖電流i入1為

i入1=4 kV/30 Ω=133.3 A<4 kV/25 Ω=160 A

(2)

由式(2)可知，Z1>Z2的情況下有助于減小開關S1開通過程中所流過的脈沖電流值，即在較高直流充電電壓情況下減少MOSFET并聯數目，以更簡單、經濟的方式獲取脈沖方波輸出。

1.2.1 非平衡Blumlein型多層微帶傳輸線系統波過程分析

平衡型Blumlein型傳輸線情況下，一般只需一個開關S1(即不需要圖1中虛線所示的開關S2)即可實現負載R2兩端輸出方波脈沖。這里先假設只使用單個開關S1(即S2將一直處于關斷狀態)來分析非平衡Blumlein型微帶傳輸線(R2=Z1+Z2=50 Ω)系統中MSL-1和MSL-2的電壓波傳播過程。具體分析如圖1所示(S1導通時刻計為0時刻)。

圖2 非平衡Blumlein型微帶傳輸線系統波過程分析Fig.2 Wave propagation analysis of unbalanced Blumlein type multilayered microstrip line

1)t=0時，非平衡Blumlein型多層微帶傳輸線系統中MSL-1和MSL-2的分布電容均已充滿電荷，即各自導體帶相對于接地銅板的電勢為U0，此時開關S1導通。

2)0

3)τ

4)2τ

5)3τ

圖3 R2= Z1+Z2情況下，R2兩端電壓波形Fig.3 Voltage waveform of R2，under the condition that R2=Z1+Z2

1.2.2 非平衡Blumlein型微帶傳輸線情況下的“截波”策略

最終非平衡Blumlein型微帶傳輸線(R2=Z1+Z2=30+20=50 Ω)情況下，僅使用單個開關S1時負載R2兩端電壓波形如圖3所示?？梢钥吹?，主脈沖過后還有部分尾脈沖，這是需要消除的部分?？紤]引入圖1中所示的開關S2在主脈沖結束時刻(即圖3中3τ時刻)導通，從而將負載R2短路，原R2主脈沖結束后的尾脈沖將不會經過R2，最終R2兩端輸出方波脈沖而不會出現尾脈沖。進一步，當開關S2在主脈沖峰值持續時段τ～2τ內導通將會形成不同脈寬的方波脈沖，即通過“截波”改變方波脈沖寬度。

此外，由于引入開關S2對與其并聯的負載R2進行短路“截波”處理，因此系統對R2阻值大小已不再敏感，如果引入的負載R2?Z1+Z2，則R2兩端電壓波形峰值將會達到充電電壓U0的2倍，其相關波形[13，14]及“截波”策略如圖4所示，其中k=(R2-Z1-Z2)/(R2+Z1+Z2)。圖4中虛線為方波脈沖下降沿，其可隨Δt變小而向左移動，從而在一定范圍內減小方波脈沖脈寬；也可隨Δt變大而在一定范圍內擴展方波脈沖脈寬，即實現Blumlein型傳輸線的負載阻抗可調、脈寬可調，極大地擴展了其使用范圍。

圖4 R2?Z1+Z2情況下，R2兩端電壓波形Fig.4 Voltage waveform of R2，under the condition that R2?Z1+ Z2

1.2.3 固態開關S1、S2控制時序

為實現開關S1、S2的協同作用，固態開關S1、S2控制時序如圖5所示。以開關S1導通時刻計為0時刻，S2于τ+Δt時刻導通(τ為電磁波從MSL-1(或者MSL-2)左端傳至右端所需時間，Δt為所需方波脈沖寬度)，控制Δt即可實現一定范圍內改變非平衡Blumlein型多層微帶傳輸線的負載R2兩端方波脈沖寬度。其主要原理為通過開關S1在負載R2兩端形成類方波(R2=Z1+Z2情況下的“階梯波”以及R2?Z1+Z2情況下的“凹凸波”)，然后延時τ+Δt時間后導通與負載R2并聯的開關S2實現對R2短路“截波”。這樣，可隨著Δt變小在一定范圍內減小方波脈沖脈寬，也可隨著Δt變大而在一定范圍內擴展方波脈沖脈寬。

圖5 開關控制時序及負載波形Fig.5 Timing consequence of swatches and waveform of R2

1.3 非平衡Blumlein型多層微帶傳輸線要求及固態開關性能要求

本文涉及的非平衡Blumlein型多層微帶傳輸線相較于傳統的脈沖傳輸線其優勢在于：①借鑒多層電路板方式，采用4層結構使非平衡Blumlein型微帶傳輸線PCB結構面積更小、系統便捷性增強；②相對于同軸線阻抗50 Ω、75 Ω或100 Ω等固定值不同，微帶傳輸線阻抗Z0可在幾歐姆到上百歐姆之間連續變化，因此對不同負載阻抗的調節性強；③微帶傳輸線為4層PCB結構，制作成本低，經濟性好。此外，應合理設計以保證非平衡Blumlein型4層PCB板電場分布均勻，避免出現局部電場畸變引起沿面閃絡等情況。

而對于100 ns脈寬以至更短脈寬而言，其上升時間需控制在20～30 ns以保證其波形為方波。為此，固態開關的選取相當重要，應選擇上升時間小于20 ns，且耐受電壓較高、通流能力較強的的固態開關器件。

2 基于非平衡Blumlein型多層微帶傳輸線的全固態納秒脈沖發生器的實現

前述章節介紹了基于非平衡Blumlein型多層微帶傳輸線的全固態納秒脈沖發生器相關原理，本節將詳細分析系統各部分的設計方法及器件選型等。

2.1 高壓直流電源

為滿足實際需求，選用天津東文高壓電源廠生產的DW-P402-60ACCD高壓直流電源，該電源輸出直流電壓0～4 kV，輸出電流0～60 mA，最大輸出功率240 W，具有短路、過載保護功能。

2.2 微帶傳輸線設計

微帶傳輸線結構及其主要尺寸如圖6所示。微帶傳輸線是一種典型的平面傳輸線，由導帶、介質基片、接地板組成，在0～4 GHz頻率范圍內其傳輸模式可看作準靜態TEM模式[15]。

圖6 微帶傳輸線的結構圖Fig.6 Structure of microstrip line

微帶傳輸線設計中，有兩個參數極其重要：①特性阻抗Z0；②電長度(即電磁波在微帶傳輸線中傳播所需時間)τ/2，其中τ為Blumlein型微帶傳輸線所形成方波的脈寬。

微帶傳輸線特性阻抗近似求解公式[9](在0.05

(3)

其中，等效介電常數

(4)

式中，w為微帶傳輸線導體帶寬度，mm；h為介質基板厚度；εr為介質基板相對介電常數。

式(3)、式(4)給出了已知微帶傳輸線的物理尺寸，可求得其特性阻抗Z0。但一般需要得到特性阻抗Z0的微帶傳輸線，因此需根據Z0求得微帶傳輸線物理尺寸w/h，其計算公式為

(5)

其中

(6)

(7)

(8)

此外，微帶傳輸線相速度

(9)

則可得微帶傳輸線導體帶長度L為

(10)

式中，c為光速，為3×108m/s；Z0為微帶傳輸線特性阻抗，Ω；τ/2為電磁波通過單根微帶傳輸線所需時間，s；L為微帶傳輸線導體帶長度，m。

由前述章節可知，圖1中微帶傳輸線MSL-1和MSL-2特性阻抗分別為：Z1=30 Ω，Z2=20 Ω。選定阻抗板生產廠家常用的FR4作為介質基板材料(相對介電常數εr=4.4)，另外選定介質芯板厚度h=1.06 mm；最后根據式(5)～式(10)可得微帶傳輸線MSL-1和MSL-2導體帶寬度w。各尺寸如表1所示。

表1 微帶傳輸線參數表Tab.1 Parameters of microstrip transmission line

由表1可知微帶傳輸線導體帶長度L1=7.87 m、L2=7.69 m，為在盡量小的面積內制作非平衡Blumlein型微帶傳輸線，采取如下措施：①借鑒多層PCB電路結構，采用4層板結構，設計對稱化的多層微帶傳輸線，頂層和底層為導體帶所在層，且各自導體帶長度均為L1/2(或L2/2)，然后，采用過孔將頂、底層串接起來；則導體帶長度將達到L1(或L2)，此外，第2、3層為銅板，也采用過孔連接形成接地層；即相當于將兩根微帶傳輸線串接起來，形成空間上的層疊結構，如圖7所示。②蜿蜒或曲線布置頂層、底層的銅導帶，以在最小的面積內容納更多的導體帶，如圖8所示。

圖7 4層板結構微帶傳輸線示意圖Fig.7 Schematic diagram of four layer structure of microstrip transmission line

圖8 4層PCB結構非平衡Blumlein型微帶傳輸線俯視圖Fig.8 Top view of the unbalanced microstrip transmission line made from 4 layers PCB

圖8為4層結構的非平衡Blumlein型微帶傳輸線俯視圖(仰視圖與俯視圖平面相同)。以中間無導體帶區域為界，左、右兩側分別為30 Ω、20 Ω阻抗微帶傳輸線，構成非平衡Blumlein型多層微帶傳輸線；另外周圍的一圈過孔將圖7所示的第2、3層接地銅板連接起來，形成共同接地層。由圖8可知，頂層和底層內布置的銅導帶之間有一定間距，主要用于防止PCB銅導帶間電場強度畸變而導致的沿面放電。本文選定頂層和底層銅導帶之間的間距為d左=10 mm，d右=15 mm。最終，結合銅導帶之間的間距d與傳輸線導體帶長度L1=7.87 m、L2=7.69 m制作得到的非平衡Blumlein型4層微帶傳輸線尺寸為400 mm×400 mm×2.6 mm。

2.3 固態開關設計

為獲得納秒級脈寬的方波脈沖，開關是其關鍵環節。圖9為控制電路、驅動電路、固態開關間流程圖。大體流程為：首先由控制電路產生TTL控制信號，通過光纖(隔離控制電路與驅動電路，避免驅動電路的高壓侵入低壓控制電路)傳輸到驅動電路，然后由驅動電路的光纖接收器將光信號轉換為電信號控制驅動電路的輸出，使得驅動電路輸出與控制信號時序相同的幅值為+15 V的驅動電壓，以控制固態開關的開通/關斷。

圖9 固態開關控制路流程圖
Fig.9 Control flowchart of Solid-state switch

2.3.1 固態開關參數選擇

傳統的氣體開關體積大、可靠性低、重復頻率低、開斷時具有分散性等缺點[16]；相比于傳統的氣體火花開關，固態開關具有體積小、壽命長、重復頻率高、可靠性高等優點[17，18]。綜合考慮，選用IXYS公司生產的DE475-102N21A型MOSFET，其技術參數如表2所示。

表2 DE475-102N21A技術參數表Tab.2 Parameters of DE475-102N21A

結合本文所述的最高2 kV的方波脈沖電壓，故共需兩級MOSFET串聯，以實現2 kV幅值的方波脈沖輸出。

2.3.2 觸發控制電路

觸發控制電路主要由AFG3000C型信號發生器(Tektronix公司)、光纖驅動器DS75451、光纖發射器HFBR1522組成。電路控制流程為：信號發生器產生的TTL方波脈沖控制信號接入光纖驅動器DS75451，控制光纖驅動器DS75451輸出驅動信號使光纖發射器(HFBR1522)根據控制信號實現電/光轉換，最終將控制電路的電信號轉換為光信號傳輸至后續電路的光纖接收器(HFBR2412)，即采用光耦隔離驅動控制固態開關的開通/關斷[19，20]，避免主電路中高壓侵入低壓控制電路。

圖10 觸發控制電路流程圖Fig.10 Flowchart of Trigger control circuit

2.3.3 驅動電路

MOSFET開通即對其柵源極間電容充電的過程，而其關斷過程為其柵源極間電容放電的過程。因此，MOSFET的開通/關斷需要驅動電路為其提供足夠的輸入電流及較強的吸收電流能力，以保證其擁有較快的上升和下降時間。本文選用IXYS公司生產的IXRFD630驅動芯片，其技術參數如表3所示。

表3 IXRFD630技術參數表Tab.3 Parameters of IXRFD630

在為驅動芯片提供+15 V電壓情況下，同時輸入來自光纖接收器輸出的+5 V觸發控制信號后，將在輸出端輸出頻率和脈寬與同步觸發信號相同且脈沖幅值為+15 V的脈沖驅動信號至MOSFET門極。由于該驅動芯片輸出管腳可以輸出或吸收峰值約30 A的電流，因此輸出管腳可以直接連接至MOSFET門極管腳或通過電阻相連接，以此開通/關斷MOSFET。兩級MOSFET串聯驅動電路如圖11所示，圖中+15 V輸入的DC/DC模塊為驅動芯片供能，而+5 V輸入的DC/DC模塊為光纖接收器提供能量，同時兩者也起到隔離低壓供電電源與主電路高壓的作用。此外，采用“RCD”緩沖電路作為兩級MOSFET串聯動/靜態均壓電路[18]。

圖11 開關S1和S2組成示意圖Fig.11 Schematic diagram of S1 and S2

3 基于非平衡Blumlein型微帶傳輸線的全固態納秒脈沖發生器性能測試

3.1 測試系統

為測試基于非平衡Blumlein型微帶傳輸線的全固態高壓納秒脈沖發生器性能，搭建了圖1所示的測試系統。由于重復頻率越低，每個周期內微帶傳輸線MSL-1和MSL-2中的分布電容等充電越充分(開關S1和S2導通時間約500 ns，其與毫秒級周期間隔相比可忽略不計，即每個周期內微帶傳輸線基本處于充電狀態)。在本文所述的0～1 kHz重復頻率變化范圍內，1 kHz情況下充電情況最為嚴峻，本文選取1 kHz作為發生器的重復頻率，并在此條件下分別測試負載電阻R2取值50 Ω和500 Ω時，其兩端的電壓波形。

3.2 負載R2=50 Ω時的波形測試結果

為驗證本文設計的基于非平衡Blumlein型多層微帶傳輸線納秒脈沖發生器利用前述“截波”策略在負載R2兩端形成方波脈沖效果，將R2選定為50 Ω進行相關測試。

3.2.1 未“截波”時負載兩端電壓波形

直流電壓源加壓至1 500 V時，測量負載R2兩端電壓波形，測試結果如圖12、圖13所示。其中圖12為1 kHz情況下，負載R2兩端電壓波形(由于所產生的方波脈沖脈寬為100 ns，而重復頻率1 kHz情況下的占空比僅為0.01%，故呈現為一條條豎直的直線)。圖13是將圖12中時間軸尺度從1 ms/格縮短至200 ns/格時，負載R2兩端電壓波形。

圖12 充電電壓為1 500 V時，負載兩端重復波形Fig.12 Voltage waveform of load charged with 1 500 V

圖13 充電電壓為1 500 V時，負載兩端單個波形Fig.13 Voltage waveform of load charged with 1 500 V

3.2.2 采取“截波”策略時負載兩端電壓波形

直流電壓源加壓至1 500 V，S1與S2導通延時為τ+100 ns時，負載R2兩端電壓波形如圖14所示。

圖14 充電電壓為1 500 V時，負載兩端電壓波形 Fig.14 Voltage waveform of load charged with 1 500 V after clipping

直流電壓源加壓至1 500 V，S1與S2導通延時為τ+60 ns時，負載R2兩端電壓波形如圖15所示。

圖15 充電電壓為1 500 V時，采取“截波”策略后負載兩端電壓波形 Fig.15 Voltage waveform of load charged with 1 500 V after clipping

由圖13～圖15可知，該發生器輸出至負載R2兩端的方波脈沖脈寬在一定范圍內可調。脈沖上升沿、下降沿均滿足要求，波形較好，其平頂部分的振蕩主要是由于微帶傳輸線自身分布參數引起[21]。另外，由于MOSFET自身的導通電阻不可避免，當開關S2將與其并聯的負載R2短路實現“截波”后，電壓波(或者電流波)能量將會消耗在固態開關S2導通電阻上，形成主脈沖后的極小幅值電壓波動。

3.3 負載R2=500 Ω時的波形測試結果

為驗證本文作者設計的基于非平衡Blumlein型多層微帶傳輸線納秒脈沖發生器的負載阻抗可變性，將R2選定為500 Ω進行相關測試。

3.3.1 未“截波”時負載兩端電壓波形

直流電壓源加壓至750 V，測量負載R2兩端電壓波形，測試結果如圖16所示。

圖16 充電電壓為750 V時，負載兩端電壓波形Fig.16 Voltage waveform of load charged with 750 V

3.3.2 采取“截波”策略時負載兩端電壓波形

直流電壓源加壓至750 V，S1與S2導通延時為τ+100 ns時，負載R2兩端電壓波形如圖17所示。

圖17 充電電壓為750 V時，“截波”后負載兩端電壓波形 Fig.17 Voltage waveform of load charged with 750 V after clipping

直流電壓源加壓至750 V，S1與S2導通延時為τ+60 ns時，負載R2兩端電壓波形如圖18所示。

圖18 充電電壓為750 V時，“截波”后負載兩端電壓波形 Fig.18 Voltage waveform of load charged with 750 V after clipping

由圖16～圖18可知，當負載R2=500 Ω(即R2?Z1+Z2，UR2(t)/U0=1+k=1.82)且充電電壓為750 V時，負載R2兩端電壓約1 360 V。說明該發生器阻抗可調，使用范圍更廣，當負載R2?Z1+Z2時負載兩端輸出方波脈沖幅值約為充電電壓的2倍，結合本文“截波”策略可以實現方波脈沖脈寬可調。

4 結論

本文作者設計了基于非平衡Blumlein型多層微帶傳輸線的全固態高壓納秒脈沖發生器，并對其性能進行了測試，得到以下結論：

1)微帶傳輸線具有平面化結構，能夠有效減少納秒脈沖發生器體積；所設計的4層PCB結構的非平衡Blumlein型多層微帶傳輸線在空間層疊，進一步減少了微帶傳輸線在系統中所占面積(或體積)。

2)非平衡Blumlein型微帶傳輸線阻抗中Z1>Z2，相對于傳統的平衡型方式，能夠使MOSFET串聯組S1和S2導通期間流過的脈沖電流幅值更小，即減少MOSFET并聯數量。

3)非平衡Blumlein型微帶傳輸線系統通過利用兩組MOSFET開關協同作用，最終在負載上得到脈寬50～100 ns、上升時間約20 ns、重復頻率0～1 kHz可調、脈沖幅值0～2 kV變化的方波脈沖。

4)利用兩組MOSFET開關協同作用，引入相關“截波”策略，使得發生器負載R2在一定范圍內可調，擴展了Blumlein型傳輸線使用范圍，并且在R2?Z1+Z2情況下，負載兩端輸出方波脈沖幅值約為充電電壓的2倍。

綜上所述，本文作者設計的納秒脈沖發生器由于采用4層PCB結構的微帶傳輸線極大縮小了系統面積，有利于滿足生物醫學用小型化、緊湊型要求；且多參數可調，尤其結合相關“截波”技術可以實現方波脈沖寬度可調；此外，通過S1和S2的協同作用使得發生器在負載R2一定范圍內可調，滿足生物醫學試驗中細胞實驗與動物組織試驗中負載阻抗從幾十歐姆到幾百歐姆的變化，因此具有更好的通用性。

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收稿日期2015-02-03 改稿日期2015-03-17

High-Voltage Nanosecond Pulse Generator Based on Non-balanced Blumlein Type Multilayered Microstrip Transmission Line

MiYan1ZhangYanyuan1，2ChuYidao1YaoChenguo1LiChengxiang1

(1.State Key Laboratory of Power Transmission Equipment & System Security and New Technology Chongqing University Chongqing 400044 China 2.Changshou Power Supply Company Chongqing City Power Company of State Grid Chongqing 401220 China)

For the requirement of the small and compact nanosecond pulse generator in biomedical field，the unbalanced Blumlein type multilayered microstrip transmission lines and the solid-state switching technology are combined to develop a high-voltage nanosecond pulse generator.Wave propagation analysis is used to explain the principle of the system when forming a square wave.Besides，the control timing sequenceof the related solid-state switches and the cutting-offwave strategy are adopted，so as to realize the adjustable 50～100 ns square wave pulse widths.The principle of the variable load impedance inthe unbalanced Blumlein type multilayered microstrip transmission line system is also interpreted.And a small testingsystem is established to testify the performance of the generator.The testing nanosecond pulse generator，with an amplitude of 0～2 kV，pulse width arrange from 50 ns to 100 ns，rising time about 20 ns and repetition frequency of 0～1 kHz，outputs the square pulse on the 50 Ω resistor load.Moreover，the nanosecond pulse voltage output is about twice as the charging voltage when a 500 Ω resistor is used as the load.

Nanosecond pulse generator，unbalanced Blumlein type transmission line，multilayered microstrip transmission lines，solid-state switch

國家創新研究群體基金(5321063)和國家自然科學基金(51107154、51477022)資助項目。

2014-12-08 改稿日期2015-02-28

TM315

米 彥 男，1978年生，副教授，博士生導師，研究方向為電氣設備在線監測與故障診斷及高電壓新技術。

張晏源 男，1987年生，碩士研究生，研究方向為電氣設備在線監測與故障診斷及高電壓新技術。