帶PFC的大功率變換器研制

單棟梁，王聰慧，孟凡提，劉向立

（許繼電源有限公司，河南許昌461000）

傳統的二極管整流使電網輸入端電流嚴重畸變，產生大量的有害諧波。我國國家技術監督局頒布了GB/T14549—1993《電能質量公用電網諧波》，國際電工委員會（IEC）在1998 年制定了IEC61000—3—2標準。這些要求迫使交流輸入電源必須采取措施降低高次諧波含量，提高功率因數。本文設計的一款大功率高電壓充電機，前級采用雙相交錯式UCC28070 作為控制器件，實現功率因數校正，大大減少了電流諧波，提高了輸入端的功率因數；后級采用全橋移相零電壓開關變換器（PS-FB-ZVS-PWM converter），具有變壓器利用率高、輸入輸出范圍寬、EMI小等優點。傳統的移相全橋利用原邊變壓器漏感或諧振電感和功率管的寄生電容或外接電容實現ZVS，存在副邊整流管上有很高的尖峰電壓。文獻［3-4］分別提出了兩種帶鉗位二極管的電路拓撲，都只分析了副邊為全波整流的情況。本文中副邊為全橋整流的高壓大功率應用場合，采用一種原邊帶鉗位二極管的緩沖電路形式，利用多管并聯技術對其工作過程進行了詳細論述，研制出輸出電壓700 V，輸出電流22 A的新一代大功率智能充電機。

1 交錯并聯Boost PFC電路

交錯式Boost PFC電路拓撲如圖1所示，2路開關管的導通時刻相差二分之一個開關周期。工作時2路開關管的驅動信號占空比大小相等，2個功率減半的支路分別使用1個電感和1個開關管，電路工作時，開關管S1和S2以相位相差180°交互導通。這種結果的優點是輸入電流紋波大幅減小，減小了輸入EMI 濾波器的體積，有利于單裝置功率密度的提升；功率器件的電流應力?？刂菩酒捎肨I 公司的UCC28070，詳細的芯片介紹及應用可以參考TI 官網關于此芯片的資料。圖1中S1及S2分別為兩單管功率器件并聯使用，并聯使用見文獻［1，6］，Iin為輸入側的電流，IL1和IL2分別為電感L1和L2的電流波形，由于電感中的電流紋波電流相異，因此可以相互抵消，這樣可以大大減小輸入電流紋波。

圖1 交錯并聯Boost PFC電路拓撲Fig.1 Interleaved parallel Boost PFC circuit topology

PFC濾波電感設計［2］，根據圖1可得：

式中：K（D）為輸入電流紋波ΔIin與電感電流紋波ΔIL1的比值和占空比D的函數關系；ΔIin為輸入電流紋波；ΔIL1為電感電流紋波。最大占空比：

最大輸入電流最大值為

設計指標中輸入紋波電流為最大輸入電流的5%，那么ΔIin=5%×Iin_max，每相電感電流紋波為

PFC濾波電感可按下式進行計算：

式中：fs為功率開關管頻率。

2 原邊帶無損鉗位二極管的移相全橋變換器電路［3-5］

圖2為原邊帶無損鉗位二極管的移相全橋變換器拓撲電路，此拓撲為變壓器滯后型拓撲。圖2 中Q1，Q2，Q3，Q4為主開關管，D1，D2，D3，D4分別為主開關管Q1—Q4的寄生體二極管，C1，C2，C3，C4分別為主開關管Q1—Q4的寄生電容，Lr為諧振電感（包括主變壓器原邊漏感），Tr為主變壓器，Cb為原邊隔直電容，D5，D6為原邊鉗位二極管，Cx為原邊鉗位泄能電容，DR1、DR2為全波整流二極管，Cr為副邊無損吸收電容，D9，D10為無損吸收二極管，Lf為輸出濾波電感。Q1，Q2構成超前橋臂，Q3，Q4構成滯后橋臂，每個橋臂2 個開關管成180°互補導通，2 個橋臂導通角相差1 個相位，即移相角，調節移相角可以調節輸出電壓。圖3給出其工作波形圖，具體模態不在此文做過多介紹。

圖2 帶鉗位二極管的移相全橋DC/DC拓撲電路Fig.2 Phase-shifted full-bridge DC/DC converter circuit topology with clamping diodes

圖3 變壓器滯后型典型波形圖Fig.3 Tr-lag type typical waveforms

2.1 ZVS零電壓開關的實現

要實現功率管的零電壓開關，首先要滿足以下條件：1）要給關斷的功率管寄生電容充電；2）要抽走即將開通功率管寄生結電容上的能量；3）要抽走即將關斷整流二極管寄生結電容上的能量。

滯后橋臂實現ZVS 就要有能量將開通的Q2寄生電容C2上面的能量抽走，將關斷的Q4寄生電容C4上面充滿電荷，這部分能量由諧振電感提供，諧振電感相對于輸出濾波電感折算到一次側的電感較小。實現軟開關就需滿足下面的能量公式：

變壓器滯后型諧振電感上面的諧振電流小，所以變壓器滯后型的滯后橋臂實現ZVS 要略微困難，設計師要適當增加諧振電感的電感量。

2.2 副邊占空比丟失

副邊占空比的丟失是PS-ZVS-PWM 變換器中一個特有的現象。所謂副邊占空比丟失，就是說副邊的占空比小于原邊的占空比，其差值就是副邊占空比丟失Dloss，如圖3 中t3—t6；t12—t15中所示的區域，如圖中陰影部分所示。占空比丟失原因：存在原邊電流在換向期間，原邊不足以提供負載電流，副邊整流橋的所有二極管導通，負載處于續流狀態，其兩端電壓為零，這樣就形成了占空比丟失的情況。

占空比的丟失原因分析及調試中修改諧振電感及隔直電容對其的影響，選擇1 個折中的值通過仿真和實驗證明：加入隔直電容可以減小占空比丟失，但同時減小了滯后臂ZVS 范圍，增大了次級整流二極管的電壓應力；諧振電感的增加可以增加滯后橋臂ZVS的實現范圍，但卻會增加副邊二極管的應力，增加占空比的丟失。

2.3 鉗位二極管設計

在工作模態t7—t8中，副邊電壓從0開始增加，副邊電壓則算到原邊繞組上。副邊繞組電流因反向恢復電流的減小而減小，同時原邊電流也減小，因鉗位二極管寄生電容的存在，C點電壓無法突變為0，Ls上電流不足以提供負載所需，D6被迫續流導通，變壓器原邊電壓被鉗位在Vin，副邊整流二極管電壓也被鉗位在2Vin/K，達到消除整流二極管關斷時的電壓震蕩。

鉗位二極管的電壓應力為輸入電壓Vin，選取時應高于主開關管的電壓。其電流由以下兩部分組成。

1）當主變壓器原邊電流減小時，諧振電感電流因下管鉗位二極管的導通而保持不變。副邊整流二極管的反向恢復電流通過主變壓器折射到原邊。副邊整流二極管與副邊繞組形成環流。即：

式中：Irr為副邊整流二極管的最大反向恢復電流，可通過整流二極管的導通電流IF和反向恢復電流的變化率-diF/dt 對應二極管的手冊曲線得知。

2）由于鉗位二極管結電容的存在，導致在開關管沒有開通時諧振電感仍處于電流上升的過程，當鉗位二極管的下管完全導通時，該鉗位二極管結電容上的能量將全部轉化為諧振電感的電流

式中：CD為鉗位二極管的寄生結電容，可以通過手冊查詢。

3 參數設計

制作了一臺5 kW的充電變換器樣機，進行了實驗驗證。變換器參數要求：輸入電壓DC 390～410 V；輸出電壓為DC 350～700 V，輸出電流為7 A；主變壓器變比為K=12∶30；測試儀器使用為：數字示波器MSO4034；功率測試儀PM3000A；數字萬用表Agilent34401A；羅氏線圈CWT60B。

實際制作了一臺5 kW 的移相全橋變換器充電機，圖4 中給出了樣機實驗波形，圖4 為前級PFC 的試驗波形；圖5 為后級DC/DC 的試驗波形；圖6為整機的效率測試曲線。

圖4 前級PFC電流波形Fig.4 PFC test waveforms

圖5 DC/DC的試驗波形Fig.5 DC/DC test wavefoms

圖4a為整機滿載時輸入側的電壓電流波形，從中可以看出輸入側的功率因數較高，儀器測試功率因數為0.993，電流THD 為4.2%；圖4b 為不帶PFC整流模塊電流波形，儀器測試功率因數為0.93，電流THD 為28%；圖4c 為兩支路電流IL1和IL2及Iin的電流波形；其中IL1+IL2=Iin。圖5a為原邊鉗位二極管D5的電壓應力波形；圖5b 為未加鉗位二極管時的整流管電壓應力，由波形可以看出，由于原邊鉗位電路的設計，副邊整流管應力及反向恢復引起的高頻振蕩得到了有效抑制，為管子選型提供了便利；圖5c為滯后橋臂功率的開通及關斷的ZVS實現，其中3 通道為功率管電壓應力，4 通道為功率管驅動波形，由于MOS 管在關斷時不存在拖尾電流現象，所以驅動波形沒有負電平，其變化范圍在0～13 V之間，可以看出在開關管開通之前，Vds為0 V，即開關管實現了零電壓開通，在開關管關斷時Vds為0 V，即開關管實現了零電壓關斷；圖5d 為整機測試時的DC/DC部分波形，其中1通道為功率管驅動波形，2通道為原邊電流波形，3 通道為變壓器原邊電壓波形，4 通道為鉗位二極管D5的電壓應力波形，各波形和理論值相一致。

圖6 為在額定電壓輸出700 V 時，對整機在不同負載情況下進行了詳細的測試，得到的整機效率曲線。從圖6 中可以看出，智能充電機的效率大都在95%以上，從節能及散熱方面看都是相當可觀的，也為高功率密度的設計提供了有利支持。以上試驗結果表明該產品的設計及整機方案的正確性，性價比較高。

圖6 整機效率曲線Fig.6 The machine efficiency curve

4 結論

本文討論了一種前級為交錯并聯的Boost-PFC電路，后級為原邊帶鉗位二極管的ZVS全橋充電機變換器拓撲形式。在傳統的ZVS移相全橋變換器的變壓器原邊電路中增加2個鉗位二極管，并對其作優化，不但保留傳統ZVS的優點，還有效地抑制了副邊整流二極管的電壓振蕩及尖峰，提高了系統變換效率。該款充電機具有結構緊湊、性價比高、有獨立風道等優點。在乘用車充電設備及公交充電設備廣泛應用，運行穩定，事故率較低，得到了用戶好評，具有很強的市場競爭力。

［1］單棟梁，鄧長吉，王聰慧.基于IGBT并聯技術的大功率充電機研制［J］.電力電子技術，2014，48（4）：41-43.

［2］孫海華，劉雪春. CCM 模式交錯式APFC 的研究與實現［J］.通信電源技術，2009，26（3）：44-46.

［3］陳乾宏，殷蘭蘭.二極管加電流互感器箝位的移相全橋DC/DC變換器［J］.中國機電工程學報，2008，28（15）：23-31.

［4］劉福鑫，阮新波.加鉗位二極管的零電壓全橋變換器改進研究［J］.電力系統自動化，2004，28（17）：64-69.

［5］Wu Chen，Xinbo Ruan，Senior Member.A Novel Zero-voltageswitching PWM Full Bridge Converter［J］. IEEE Transactions on Power Electronics，2008，23（2）：793-801.

［6］阮新波，嚴仰光.脈寬調制DC/CD 全橋變換器的軟開關技術［M］.第2版.北京：科學出版社，1999.