基于電流源型PWM整流器的高效電池充電系統設計

郭 強 ，劉和平 ，彭東林 ，張 毅 ，劉 慶

（1.重慶大學 輸配電裝備及系統安全與新技術國家重點實驗室，重慶 400044；2.重慶理工大學 機械檢測技術與裝備教育部工程研究中心，重慶 400054）

0 引言

隨著城市環境與石油資源問題的日益嚴重，人們對電動汽車相關技術領域的研究日益增加［1］。而作為高效儲能裝置的動力電池，已成為電動汽車主要動力源。在現有不同種類電池中，因磷酸鐵鋰電池具有功率、能量密度高，充、放電率大，循環壽命長以及安全性好等優點被應用于電動汽車，以替代鎳氫、鉛酸蓄電池［2］。

傳統燃油汽車可在短時間內完成加油，然而如何高效、安全地實現電動汽車能量的補充，已成為當前研究的熱點問題［3-5］?，F有充電方法中，恒壓（CV）、恒流（CC）和恒流-恒壓（CC-CV）這3種充電策略使用最為廣泛［6］。CV充電因其結構簡單、成本低，在商業產品中得到廣泛的應用，但充電電流相對較小，導致充電時間較長。為了縮短充電時間，提出了CC充電策略，然而由于CC充電很難準確判斷電池是否充滿，容易引起電池過充或欠充，造成電池性能下降。結合CV充電與CC充電的優點，形成了CC-CV充電策略。CC-CV充電策略起始采用CC充電，當電池端電壓達到設定值時，即轉換為CV模式進行補足充電。當采用大電流充電時，電池極化嚴重，端電壓將較快達到轉換電壓值，雖然縮短了CC充電段的時間，但同時增加了CV充電時間，使總充電時間基本不變，因此，不能滿足快速、高效的充電要求。

目前，大功率電動汽車電池充電器通常采用兩級結構。前級采用電壓型整流器實現功率因數校正與諧波抑制，而后級采用并聯DC-DC變換器實現電壓變換與隔離。由于該結構需要模塊均流控制，導致系統控制復雜。此外，充電器接地點與車體之間為浮地狀態，且SAE J1772中對電池與電網之間是否需要隔離無明確要求［7］。

電流源型整流器CSR（Current Source Rectifier）具有功率因數可調、網側諧波電流抑制、電流直接控制、結構簡單以及降壓輸出等特點。因此，利用三相CSR拓撲能夠實現單級AC-DC降壓變換，繼而滿足非隔離-高效-大功率電池充電器的要求。

針對上述不足，文獻［5］和［8］提出一種改進CCCV充電策略，通過檢測電池荷電狀態（SOC）來實現2種模式的轉換。然而該方法需要實時精確檢測電池SOC值，為此需要引入較為復雜的SOC估計算法［9］。文獻［10］基于超稀疏矩陣變換器提出了一種新穎的模糊控制策略，以實現高電能質量充電。但由于該拓撲自身結構導致損耗增加，當被應用于大電流快速充電場合時，將引起系統效率降低。文獻［11］設計了用于動力電池組測試的CSR結構，并提出了基于d-q坐標變換的雙閉環電流控制策略，然而，文中僅涉及CC充電策略。

本文采用三相CSR作為電池充電系統拓撲結構，在傳統CC-CV充電策略基礎上，提出一種基于模糊控制策略的CC、CV模式切換算法。針對2種控制模式，建立了具有電壓定向延遲角修正功能的間接電流控制策略。通過對CV模式下控制環路的分析，考慮數字時間延遲對系統的影響，利用MATLAB/SISO設計工具，分別對電流內環與電壓外環控制器零點位置與環路增益進行優化。最后，通過仿真與實驗驗證了上述方法的正確性。

1 CSR系統結構與調制策略

三相CSR主拓撲結構如圖1所示。整流器通過濾波電感L、電容C組成二階低通濾波器與電網相連，起到濾除高頻開關分量的作用。開關器件Sij（i=a，b，c；j=1，2）采用 IGBT 與二極管串聯結構，以提高器件電壓反向阻斷能力；在輸出側并聯二極管VDW，直通狀態時電流經VDW續流，不僅有效防止因整流器開關管故障而引起的直流側開路，且能減小導通損耗、簡化控制邏輯。此外，為了平滑輸出電流，在直流側串聯電感Ldc。

假設網側電壓三相平衡且正弦化，有：

其中，Um為網側相電壓峰值；ω0為電網基波角頻率。

電流空間矢量定義為：

其中包括6個有效電流矢量和3個電流零矢量，分別對應不同的開關組合狀態［12］。

在不改變CSR系統開關頻率的情況下，將傳統矢量控制中的6分區增加至12分區，可明顯縮短器件間的換流過程，從而降低開關損耗［13］。圖2給出了三相電網電壓與扇區分配關系，根據扇區的不同合理選擇有效矢量與零矢量以及矢量間的作用順序。

當參考矢量落在扇區1內時，三相網側電壓存在關系：ea＞0＞eb＞ec，相應的有效矢量與零矢量分別為 I1［Sa1，Sb2］、I2［Sa1，Sc2］、I0［VDW］。在扇區 1 內，一個開關周期Ts中，參考電流矢量Iref滿足：

圖1 三相CSR拓撲結構Fig.1 Topology of three-phase CSR

圖2 電網電壓與扇區的關系Fig.2 Relationship between grid voltage and sector

其中，T1、T2、T0分別為有效矢量 I1、I2及零矢量 I0的作用時間；δ為電流矢量在扇區內的相對扇區角；mc為調制因數，mc?［0，1］；Im為網側電流峰值；idc為直流側電流。

當 I1作用時，udc=eab；當 I2作用時，udc=eac；而當 I0作用時，忽略二極管壓降，udc=0，則一個開關周期內的直流側電壓為：

其中，cos σ為網側功率因數。

2 2種非隔離型充電系統損耗比較

三相電壓源型整流器 VSR（Voltage Source Rectifier）為升壓型變換器，其輸出母線電壓通常高于650 V，而電動汽車動力電池組電壓范圍一般在48～400 V之間。為了實現與電池組之間的電壓匹配，需要在整流器輸出側增加一級DC-DC降壓變換器，而對于大功率非隔離充電系統，其后一級常采用交錯并聯Buck變換器［14-15］，如圖3所示。與VSR不同，三相CSR不僅能夠輸出恒定的直流電流，且其輸出電壓在0～3Um/2范圍內可調。以下從功率損耗角度對2種非隔離型充電系統進行比較分析。

圖3 n相交錯并聯Buck變換器Fig.3 n-phase interleaved Buck converter

相同負載功率（350 V/30 A）情況下，三相CSR和三相VSR+交錯并聯Buck變換器（VSR-IBC）的損耗分布圖如圖4所示。其中，PLdc、PLac，cs、PDF，sw、PDF，con、PDS，sw、PDS，con、PS，sw、PS，con分別為三相 CSR 中直流側電感損耗、交流濾波電感損耗、反向續流二極管開關損耗、導通損耗、串聯二極管開關損耗、導通損耗、開關管開關損耗、導通損耗；PLac，vs、PVD，sw、PVD，con、PVS，sw、PVS，con分別為三相VSR中濾波電感損耗、開關管開關損耗、導通損耗、并聯二極管開關損耗、導通損耗；PLB為Buck電路中的電感損耗；PBuck，sw為Buck電路中IGBT和二極管開關損耗之和；PBuck，con為 Buck電路中IGBT和二極管導通損耗之和。通過對2種非隔離充電拓撲的效率比較可看出，CSR具有更高的效率，達到97.24%；而VSR-IBC效率降低的原因主要是由于Buck電路中開關管所承受的電壓應力較大，致使開關損耗顯著增加，占總損耗的27%。

圖4 2種拓撲結構的損耗分布和效率比較Fig.4 Loss distribution and efficiency of two topologies

對于要求更高輸出功率、更高輸出電流的場合，CSR直流側電感設計將愈發困難，但通過采用三相CSR多模塊并聯結構，可將直流側大電感變成多個分立小電感，從而能夠減小電感的體積、提高系統效率與功率密度。

不僅如此，VSR-IBC為兩級拓撲結構，在控制上較CSR復雜。綜上所述，三相CSR非常適合作為非隔離動力電池快速充電系統的拓撲結構。

3 系統控制策略

三相CSR充電系統控制框圖如圖5所示，主要由CC-CV充電控制環節、功率因數控制環節組成。

3.1 功率因數補償策略

圖5 三相CSR充電系統控制策略Fig.5 Control strategy of three-phase CSR charging system

直接電流控制因采用雙閉環控制策略，其抗擾動性能及電流跟隨性較好，但需增加交流側電流傳感器，成本相應增加；而且雙閉環系統中PI控制器參數相互影響，調試復雜。當參數匹配不佳時，其輸出性能并不一定優于間接電流控制策略。當CSR的主電路參數一定時，間接電流控制同樣可以很好地實現網側電流的控制，其控制方法簡單、成本低，故可適用于三相CSR的控制。

為便于分析，忽略電路中的寄生電阻，三相CSR交流側可等效為單相結構（以a相為例）［16］，如圖6所示，其中交流側電流等效為電流受控源的形式。

圖6 三相CSR交流側等效電路Fig.6 AC-side equivalent circuit of three-phase CSR

考慮系統中PWM開關頻率遠大于電網頻率時，忽略交流側電流以及電容電壓的高次諧波分量，有：

其中，UC為電容電壓矢量；Ea為整流器a相電網電壓矢量；Ia為網側電流矢量；IC為電容電流矢量；Isa為交流側電流矢量。

假設CSR充電系統處于單位功率因數運行狀態，網側電流與電網電壓同相位，根據圖6以及式（6），并基于相量法作出a相基波空間矢量圖，見圖7。

根據圖7利用幾何原理，得到如下等式：

圖7 CSR空間矢量圖（a相）Fig.7 Space vector chart of CSR（phase-a）

聯立式（6）和（7）得到：

由式（8）不難看出，當系統工作在單位功率因數時，交流側電流滯后角φ與電網頻率、濾波電容C、網側電流峰值Um成正比，與直流側電流idc、調制因數mc成反比。當電網電壓和電容C保持不變時，根據CSR系統的運行工作點（idc與mc），容易計算出滯后角φ。然后，通過對網側電壓信號進行延遲修正，即得到正確的相位指令信號，從而實現網側單位功率因數控制。

3.2 電池CC-CV充電控制策略

對于CC-CV充電模式，其轉換電壓直接決定電池充電速度與循環壽命。當轉換電壓設置較高時，電池在恒流階段可以充入更多電量，從而縮短總的充電時間；然而過高的轉換電壓將顯著降低電池的循環壽命［17］。不僅如此，轉換電壓還與電池放電深度有關［18］，當電池放電深度越大時表明其可接受充電電流越高，故可適當提高轉換電壓以提高充電效率，反之亦然。因此，針對上述問題本文提出一種基于模糊控制策略的CC-CV充電模式切換算法，即依據電池內部反應機理與外部充放電特性，通過初始SOC、充電電流智能實現2種充電方式之間的轉換。

選取電池初始SOC（記作SOC0）、充電電流idc作為模糊控制器的輸入量，模式轉換電壓ut作為模糊控制器的輸出量。輸入量SOC0物理論域為［0，1］，定義 5 個語言值，其模糊集為｛VL，L，M，H，VH｝；輸入量idc物理論域為［0 A，150 A］，定義7個語言值，其模糊集為｛VL，L，RL，M，RH，H，VH｝；輸出量 ut物理論域為［24.5 V，27.3 V］，同樣定義7個語言值，其模糊集描述與輸入量idc一致。其中，VL表示很低；L表示低；RL表示較低；M表示中；RH表示較高；H表示高；VH表示很高。上述隸屬度函數均采用梯形分布，輸入輸出隸屬度函數見圖8。同時依照經驗與實驗測試數據，建立模糊控制規則見表1，表中第一行為idc的語言值?？刂破鞑捎脴O大-極小運算規則進行模糊推理，而去模糊化采用面積中心法［19］。

輸入輸出關系的三維效果圖如圖9所示，可以看出，模糊控制器根據系統輸入量SOC0與idc，通過模糊控制規則獲得相應的模式轉換電壓，摒棄了常規充電模式中僅依據固定電壓作為電池充電結束的單一化判據，從而在不影響電池壽命的前提下，實現對電池組的高效快速充電。

圖8 輸入、輸出變量隸屬度函數Fig.8 Membership function of input and output variables

表1 模式轉換電壓模糊規則表Table 1 Fuzzy rule of mode switching voltage

圖9 模糊控制器輸入、輸出關系Fig.9 Relationship between input and output of fuzzy controller

3.3 CC-CV控制環路設計

CV充電模式時，系統通過控制輸出電壓來調節輸出電流，故需要電壓外環與電流內環級聯控制結構［20］；而CC充電模式時，即采用單閉環控制結構。由于CC控制環路即為CV控制的電流內環，為了避免冗余，文中僅針對CV模式控制環路進行設計，控制框圖見圖10。其中虛線框內表示電流內環控制環路，由于控制量均為直流量，故采用PI控制器，即：

其中，KP1、KI1分別為電流內環控制器比例系數與積分系數。

圖10 CV控制模式下系統閉環控制框圖Fig.10 Block diagram of close-loop control system in CV mode

當CSR工作在單位功率因數時，考慮系統數字時間延遲，結合式（5）求得傳遞函數 GM（s）的表達式為：

其中，Td為延遲時間。

圖10 中，Gui（s）為直流側電流idc到輸出側電壓udc的傳遞函數，即：

其中，Rs為電池內阻；C0為直流側電容。

聯立式（9）—（11），得到電流內環開環、閉環傳遞函數為：

由式（12）可知，電流內環開環傳遞函數為四階系統，當系統參數確定時，若使電感電流準確追蹤給定值，需要合理設置控制器Gi（s）參數。利用MATLAB /SISO 設計工具，通過合理配置 Gi（s）中零點位置與比例增益，兼顧系統的動態與穩態性能，最終確定控制器參數KP1=0.3、KI1=18.1。相應得到補償后電流內環開環、閉環Bode圖，如圖11所示。其中，開環傳遞函數的相位裕度為57.8°，截止頻率為667 Hz；相應閉環傳遞函數的系統帶寬為1060 Hz，約為開關頻率的1/10。因此，設計出的電流內環能夠滿足系統性能的要求。

圖11 電流內環開環與閉環傳遞函數Bode圖Fig.11 Bode diagrams of open-and close-loop transfer functions of inner current loop

通常情況下，電池在充電過程中其端電壓變化緩慢，同時為了避免電壓外環與電流內環之間相互干擾，電壓外環的帶寬應遠小于電流內環帶寬［21］。因此，在設計電壓外環時，將電流內環近似等效為一階延時環節，即：

其中，Tr為電流內環等效時間常數，通過近似曲線擬合，Tr=2e-4s。

電壓環路中Gib（s）為電池電壓ub到直流側電流idc的傳遞函數，有：

同理，電壓外環控制器Gu（s）采用PI控制器，分別得到電壓外環開環、閉環傳遞函數：

其中，KP2、KI2分別為電壓外環控制器 Gu（s）的比例系數與積分系數。

同樣利用MATLAB/SISO軟件工具對控制器Gu（s）的參數進行設計優化。為了避免電流內環與電壓外環之間相互干擾，最終確定外環控制器參數KP2=0.1、KI2=3060。由圖12不難看出，此時相位裕度為82°，截止頻率為106 Hz，系統帶寬為 124 Hz，滿足電壓外環性能的設計要求。

圖12 電壓外環開環與閉環傳遞函數Bode圖Fig.12 Bode diagrams of open-and close-loop transfer functions of outer voltage loop

4 仿真和實驗

4.1 仿真結果分析

為了驗證所提出方法的正確性，借助MATLAB/Simulink軟件搭建三相CSR充電系統的仿真模型。其中電路仿真參數見表2。

表2 CSR主要參數Table 2 Main parameters of CSR

三相CSR工作在恒壓模式時，其仿真結果如圖13所示。以a相為例，網側輸入電流與電網電壓同相位，且正弦化；輸出側電流平滑，輸出電壓保持恒定；功率因數較高，大于0.99；網側電流THD值為2.30%，滿足IEEE519標準。

圖13 恒壓充電運行模式仿真結果Fig.13 Simulative results of charging operation in CV mode

4.2 實驗結果分析

搭建一臺三相CSR充電系統實驗樣機，其中，功率開關管和二極管分別采用三菱PM400HSA120和RM300HA-24F，主控芯片采用TI公司TMS320F2812。

圖14給出CC、CV充電模式下，穩態運行時的網側電流、電壓，以及網側電流的快速傅里葉變換分析結果，其中ua為電壓采樣后的調理信號。圖14（a）為CC充電過程，此時充電電流給定值為100 A，實測電池端電壓ub=24.5 V；圖14（b）為CV充電過程，因電池SOC0=0，CC值為100 A，模糊控制器經推理得到此時 CV值設定為ub=26.30 V；圖14（c）為CV模式時對網側電流快速傅里葉變換分析結果，對比圖13（c），可以看出網側電流中低頻諧波含量較高，主要是由實際電網電壓中低次諧波分量經迭代作用造成的。實驗結果表明，2種充電模式下，網側電流均能保持單位功率因數，正弦化程度較高，且THD限制在5%以內；直流側電流平滑、紋波較小，與仿真結果一致，從而驗證本文所提出的充電系統具有良好的輸入、輸出性能。

圖14 2種充電模式下電網電壓、電流以及電流FFT分析結果Fig.14 Grid-voltage，grid-current and grid-current FFT analysis for CC and CV modes

圖15給出了充電系統在整個充電過程中的電壓、電流變化曲線，總充電時間為152 min。初始階段，以100 A進行快速CC充電，當電池端電壓上升到26.30 V時，系統由CC模式切換至CV模式；該模式下充電電流隨時間不斷減小，當電流下降為20 A時，整個充電過程結束；停充后由于電池極化現象消失，電池端電壓逐漸降低并趨于穩定。

圖15 充電全過程電壓、電流曲線圖Fig.15 Waveform of voltage and current for whole charging process

5 結論

本文采用三相CSR作為充電系統拓撲結構，在傳統CC-CV充電策略基礎上，依據電池電化學特性，提出一種基于模糊推理控制策略的模式切換算法。建立了具有電壓定向延遲角修正功能的間接電流控制策略，采用頻域法對CV模式下控制環路進行分析，并對電流內環與電壓外環控制器零點位置與環路增益進行優化。通過仿真分析與實驗驗證，得到如下結論。

a.采用具有延遲角修正功能的間接電流控制策略，不僅改善了因LC濾波器對系統功率因數的影響，而且無需坐標變換與鎖相環檢測環節，降低了系統的計算量。

b.提出一種基于模糊控制策略的CC、CV充電模式切換算法，即依據電池內部反應機理與外部充放電特性，通過SOC0、充電電流智能實現2種充電方式間的轉換。

c.仿真和實驗結果表明，本文所提出的充電系統在CC/CV模式下，輸入側實現了單位功率因數校正、電流正弦化以及較低的電流諧波畸變率；輸出側實現了CC控制或CV控制；并且實現了CC模式和CV模式之間的智能切換，兼顧電池壽命與充電效率。