一種便攜式偽隨機編碼超寬帶人體感知雷達設計

夏正歡　張群英　葉盛波　吳世有　譚　愷　方廣有　陰和俊

①（中國科學院電磁輻射與探測技術重點實驗室　北京　100190）

②（中國科學院大學　北京　100049）

③（中國科學院　北京　100864）

一種便攜式偽隨機編碼超寬帶人體感知雷達設計

夏正歡①②張群英*①葉盛波①吳世有①譚愷①②方廣有①陰和?、?/p>

①（中國科學院電磁輻射與探測技術重點實驗室北京100190）

②（中國科學院大學北京100049）

③（中國科學院北京100864）

該文提出了一種便攜式偽隨機編碼超寬帶人體感知雷達的設計方法。人體感知雷達主要包括對運動人體目標進行跟蹤以及對靜止人體目標的呼吸頻率進行提取。為了獲得較強的穿透能力與較好的距離分辨率，采用了載波為800 MHz的m序列作為雷達發射信號。為了減小雷達系統尺寸，采用高速DAC與FPGA直接合成m序列調制信號，發射信號的平均功率為5 dBm。接收機具有兩個混合采樣接收通道，第1通道用于實時獲得參考碼，第2通道用于接收雷達回波。為了提高雷達系統掃描率，采用FPGA內部的多個DSP內核級聯來實現脈沖壓縮的并行計算。另外，動目標跟蹤算法與生命探測算法在Intel處理器內運行，將探測結果傳給頭盔上的微型顯示器進行顯示。最后，通過穿墻實驗表明，該雷達能實時跟蹤墻后16 m內的動目標，同時能提取墻后14 m內靜止人體的呼吸頻率。

超寬帶雷達；偽隨機編碼；穿墻雷達；生命探測雷達；現場可編程門陣列（FPGA）

1　引言

超寬帶雷達具有很高的分辨率，被廣泛應用于穿墻動目標跟蹤與生命探測［1-4］。目前，大多數穿墻雷達和生命探測雷達都是脈沖體制，脈沖體制的超寬帶雷達發射信號的平均功率較小，同時雷達回波的信噪比很低［5，6］。隨著技術的發展，人們對超寬帶穿墻雷達的跟蹤距離、距離分辨率及系統小型化等要求越來越高。要實現遠距離的動目標跟蹤，就要求雷達發射的脈沖信號的能量大；要實現很高的距離分辨率，就要求雷達發射的脈沖寬度很窄；脈沖體制的超寬帶雷達很難實現脈沖寬度窄的同時信號能量大［7］。

偽隨機編碼信號具有自相關特性好、抗干擾能力強、時間帶寬積大等特點，可以同時達到大的發射功率與高的距離分辨率［8，9］。偽隨機編碼雷達發射偽隨機編碼信號，在接收機中對雷達回波進行脈沖壓縮來獲得目標的脈沖響應函數。德國伊爾梅瑙科技大學研制了帶寬為4.5 GHz的超寬帶m序列編碼雷達對地下淺層目標與墻后人體目標進行探測［10，11］，由于發射的m序列的頻帶寬且頻率高，理論上能達到非常高的距離分辨率，但地下介質對信號呈現出低通濾波效應，對高頻的編碼信號衰減非常嚴重，所以在穿墻跟蹤實驗中沒有獲得很好的探測結果。日本群馬理工大學研制了載波為100 MHz的m序列對地下中淺層目標進行探測，在接收機中采用模擬電路對雷達回波進行脈沖壓縮［12］，實驗取得了很好的結果，但這種模擬域的脈沖壓縮方法的效率太低，難以滿足實際工程的需求。

本文提出一種新型手持式偽隨機編碼超寬帶人體感知雷達的設計方法。該雷達主要是對墻后運動的人體目標進行跟蹤，以及對靜止人體的呼吸頻率進行提取。由于人體目標尺寸較大，當距離分辨率在20 cm以下，即可滿足對人體目標跟蹤與定位的需求。一般人行走的速度都小于3 m/s，為了實現10 cm的跟蹤分辨率，則要求雷達掃描率大于30道/s。另外，人體呼吸時胸腔運動的幅度很小，一般在2 cm以下，在介質中對應的時間為tresp=2 cm/vr為介質中電磁波的傳播速度。例如，在空氣中，2 cm的呼吸運動對應的時間為67 ps左右；在相對介電常數為9的廢墟中，2 cm的呼吸運動對應的時間為200 ps。所以，為了獲取這種小幅度的胸腔運動信息，雷達接收機的采樣間隔應小于67 ps。同時，人體呼吸的頻率一般為每分鐘10～40次，即0.167～0.667 Hz，則需要雷達的掃描率大于1.4道/s。為了獲得較強的穿透能力與較高的距離分辨率，采用載波為800 MHz的m序列作為雷達發射信號。為了減小雷達系統尺寸與提高時間效率，采用高速DAC與FPGA直接合成m序列調制信號。為了達到幾十皮秒的采樣間隔，接收機采用了混合采樣技術。同時，為了減小溫度變化對系統的影響，接收機設有兩個混合采樣接收通道，第1通道用于實時獲得參考碼，第2通道用于接收雷達回波。為了提高雷達系統掃描率，采用FPGA內部的多個DSP內核級聯來實現脈沖壓縮的快速計算。另外，動目標跟蹤算法與生命探測算法在Intel處理器的嵌入式平臺上運行后，將探測結果傳給頭盔上的微型顯示器進行顯示。在穿墻實驗室中，利用本文提出的偽隨機編碼雷達與傳統脈沖雷達分別對同一動目標進行跟蹤，對比實驗說明本文提出的偽隨機編碼人體感知雷達具有一定的優勢。同時，利用本文提出的偽隨機編碼超寬帶人體感知雷達對墻后靜止人體的呼吸進行探測。

2　偽隨機編碼雷達探測原理

2.1系統的沖激響應

本文采用帶載波m序列作為雷達發射信號。假設發射信號為s（t），人體目標的沖激響應函數為h（t），該信號包含了發射天線與接收天線的響應函數以及探測區域內其他物體的響應函數。雷達回波信號為，發射信號的自相關函數為：

雷達回波信號與發射信號的互相關函數為：

上式說明，當m序列的碼元長度一定時，其自相關函數Rss（t）接近于沖激函數時，雷達回波信號與發射信號的互相關函數則可以近似等價于沖激響應函數h（t）。所以，偽隨機編碼超寬帶雷達與脈沖雷達的探測原理相同。

2.2混合采樣接收

由于人體呼吸時胸腔運動幅度很小，一般小于2 cm，在空氣中對應的時間為67 ps左右，則接收機的采樣間隔應小于67 ps。為了采集到呼吸時胸腔的小幅度運動信息，設定采樣間隔為40 ps左右。如果采用高速ADC進行實時采樣，則需要高速ADC的采樣率高于25 GHz，這是很難實現的。在超寬帶雷達中，通常采用等效采樣技術，而等效采樣技術的效率很低，一個脈沖重復周期（Pulse Repeated Period，PRP）內獲得一道完整回波的一個采樣點。為了提高采樣效率，本文采用混合采樣技術來提高采樣效率?；旌喜蓸蛹夹g是結合高速ADC實時采樣與等效采樣的一種高效率采樣方法［13］。假設等效采樣的次數Neq，一道完整回波的采樣點數為Nto，則在混合采樣過程中，一個脈沖重復周期內可以獲得Nro=Nto/Neq個采樣點。在下一個脈沖重復周期中，可以獲得延時步進Δτ后的下一組Nro采樣點。當整個ADC的時鐘周期Tad被延時步進單元Δτ遍歷完時，就得到了一道完整的采樣回波。在本文中，ADC的時鐘周期為5 ns，延時步進單元為Δτ=40 ps（即采樣間隔為40 ps），混合采樣次數為Neq=125，即需要125個脈沖重復周期可以拼成一道完整的雷達回波，如圖1所示。

圖1　混合采樣時序圖Fig. 1　Timing diagram of mixed sampling

2.3雷達掃描率

在利用偽隨機編碼超寬帶雷達對人體進行感知時，對動目標的跟蹤相當重要。雷達掃描率則反映了對目標的跟蹤分辨率。如果掃描率過低，就難于跟蹤速度較快的運動目標。本文結合采用混合采樣技術與快速脈沖壓縮技術來提高雷達掃描率。假設運動目標的速度為vta，與雷達的徑向成角，如圖2所示。徑向的速度分量為v1=vtacos，橫向速度分量為v2=vtasin。當徑向跟蹤分辨率為Δs1，則運動的人體目標經過一個徑向跟蹤分辨率單元的時間為：

圖2　運動人體目標探測示意圖Fig. 2　Schematic diagram of moving human target detection

當橫向跟蹤分辨率為Δs2，則運動的人體目標經過一個橫向跟蹤分辨率單元的時間為：

為了對運動的人體目標進行實時的跟蹤，當目標經過一個跟蹤分辨率單元時，雷達系統至少接收一道完整的回波，即雷達的掃描率rsc應滿足：

例如，墻后的人以vta=3 m/s 的速度運動，需要的徑向跟蹤分辨率與橫向跟蹤分辨率為Δs1=Δs2=10 cm，人體目標與雷達徑向的夾角為，則要求雷達系統的掃描率至少為26道/s。

在超寬帶人體感知雷達中，為了提高信噪比，需要在接收機中對雷達回波信號做線性平均處理。假設線性平均次數為Nave，脈沖重復頻率（Pulse Repeated Frequency，PRF）為fPRF，得到一道完整回波信號需要的混合采樣次數為Neq，則系統的掃描率為：

相比于低信噪比的脈沖體制的超寬帶雷達，偽隨機編碼信號具有較好的抗噪聲特性，可以通過脈沖壓縮來提高信噪比，所以該雷達系統的線性平均次數為64次。根據2.2討論的混合采樣技術可知，采樣間隔為40 ps，高速ADC的時鐘周期為5 ns，則需要的混合采樣次數為125次。所以，該雷達系統的掃描率約為30 道/s。當徑向跟蹤分辨率與橫向跟蹤分辨率均為10 cm時，則該雷達能夠跟蹤運動人體目標的最高徑向速度與橫向速度均為3 m/s。根據以上討論，本文提出的偽隨機編碼超寬帶人體感知雷達系統的主要參數如表1所示。

3　系統設計

本文提出的偽隨機編碼超寬帶人體感知雷達系統原理圖如圖3所示，主要包括一對蝶形偶極子天線、數字型發射機、雙通道接收機、時鐘模塊、Xilinx Virtex-5系列高性能FPGA、Intel酷睿i3嵌入式處理器，以及嵌入式顯示器6個部分。其中，發射天線、接收天線、數字發射機、雙通道接收機、時鐘模塊與CPU處理模塊集成在一個塑料盒中，收發天線位于盒子的底部。該主機盒子通過USB電纜與嵌入式微型顯示器相連，微型顯示器能看到人體目標離雷達的距離，如圖4所示。

3.1數字發射機

表1　雷達主要參數Tab. 1 Main parameters of radar

如圖3所示，為了簡化系統結構，采用Xilinx Virtex-5系列XC5VSX95T FPGA芯片與4 GHz采樣率高速DAC芯片來產生載波為800 MHz的m序列，通過帶通濾波器將頻帶外的噪聲去除。為了減小溫度變化對雷達系統的影響，通過功分器將該m序列調制信號分成兩路，一路通過功率放大器將信號放大到5 dBm后饋電給發射天線；另一路通過同軸電纜到接收機的第1接收通道，作為脈沖壓縮時的參考信號。綜合考慮m序列的頻率、DAC的工作時鐘、FPGA的時鐘后，設置DAC的工作時鐘為3.2 GHz，經過DAC內部的16分頻電路后得到200 MHz時鐘信號，并反饋到FPGA中作為數據同步時鐘。由于XC5VSX95 FPGA芯片的最高時鐘為550 MHz，為了達到上3.2 Gsps的數據率，采用FPGA內部并串轉換資源。將帶載波的m序列的數字信號分別存儲在FPGA的16個ROM中，時鐘均為20 0 MHz；然后通過4個并串轉換模塊獲得4組并行的400 MHz DDR方式的數據，最后送入高速DAC的4個同步數據輸入端口，這樣就實現了3.2 Gsps的數據率。

圖5（a）示意出了高速DAC產生m序列調制信號方法，fDAC為DAC的采樣頻率，Ns為一個碼元內的采樣點數，Tch為一個碼元的時間寬度。為了得到載波為800 MHz的m序列，DAC的采樣頻率為fDAC=3.2 GHz ，一個碼元內的采樣點數為Ns=4，則一個碼元的時間寬度為Tch=1.25 ns 。利用該方法產生的m序列調制信號如圖5（b）所示，它的自相關函數的頻譜如圖5（c）所示。

圖3　雷達系統原理圖Fig. 3　Schematic diagram of the radar system

圖4　雷達組成部分Fig. 4　Components of the radar

3.2雙通道接收機

如圖3所示，雙通道接收機包含兩個混合采樣器，第1通道用于獲得脈沖壓縮時需要的參考信號，第2通道用于接收雷達回波。從數字發射機中的功分器輸出的發射信號通過同軸電纜后，經過帶通濾波器去除頻帶外噪聲后，被第1混合采樣器采樣接收。綜合考慮接收機的動態范圍、系統的時間效率及功耗，將高速ADC的采樣頻率設置為200 MHz，等效采樣間隔為40 ps，獲得一道完整雷達回波需要125次混合采樣。如圖6所示，發射的偽隨機編碼信號被第1接收通道采樣后，作Nave次線性平均，記平均后的偽隨機編碼信號為s（n）。該雷達發射的m序列調制信號包含1023個碼元，每個碼元的寬度為1.25 ns，則m序列調制信號總時間長度為1.279 μs。該雷達接收機的采樣間隔為Δ=40 ps，則m序列調制信號s（n）包含31975個采樣點，每個采樣點的數據位寬為16 bit。為了減小放大器引起的偏移以及ADC采樣引起的偏移，在脈沖壓縮前，對信號s（n）進行去直流處理。雷達回波信號經過帶通濾波器去除頻帶外噪聲后，被低噪聲放大器放大21 dB，然后被第2接收通道采樣，同樣作Nave次線性平均，記平均后的雷達回波信號為x（n）。雷達的最大探測時窗為300 ns，則雷達回波信號x（n）的總長度為39475。雷達回波信號x（n）經過去直流及帶通濾波處理后記作y（n）。

3.3快速脈沖壓縮技術

脈沖壓縮方法有很多種，如時域互相關、快速傅里葉變換等。由于雷達回波的采樣點數很多，若采用FFT做脈沖壓縮，可以達到很高的時間效率，但需要消耗大量的邏輯資源與存儲容量，這不利于FPGA的實現。本文采用時域互相關方法進行脈沖壓縮，利用FPGA內部的500個DSP48E硬核并行計算，可以達到較高的時間效率，同時，節省了大量的邏輯資源與存儲容量，實時脈沖壓縮結構如圖7所示。圖中D觸發器用于將采樣點延時一個時鐘周期，每個DSP48E硬核由一個乘法器、一個加法器與一個D觸發器組成。將參考碼與雷達回波進行互相關計算，互相關函數為：

由上式可知，每計算一個互相關采樣點需要31975次乘法與31974次加法。雷達的最大探測時窗為300 ns，即需要計算7500個互相關點。采用500個DSP48E硬核并行處理，每個DSP硬核計算15個互相關點。每個DSP48E計算一個互相關點，總共需要31975次乘法與31974次相加。DSP48E硬核的工作時鐘為100 MHz，則一個DSP48E計算一個互相關點的時間約為0.32 ms。500個DSP48E硬核計算完一道回波的互相關總共需要的時間約為5 ms，每個互相關點的數據位寬為48 bit。

圖5　偽隨機編碼信號產生方法Fig. 5　Generation of pseudo random coded signal

圖6　FPGA信號預處理結構Fig. 6　Structure of signal pre-processing by FPGA

圖7　FPGA實現脈沖壓縮處理器的結構Fig. 7　Structure of pulse compression processor realized by FPGA

3.4時鐘模塊

如圖3所示，一個50 MHz的恒溫晶振作為雷達的參考時鐘。在FPGA的控制下，頻率綜合器產生3.2 GHz時鐘。該時鐘通過一個時鐘扇出芯片得到兩路3.2 GHz同步時鐘，將第1路3.2 GHz時鐘送入高速DAC作為采樣時鐘；將另一路3.2 GHz時鐘通過16分頻電路得到200 MHz時鐘。該200 MHz時鐘通過1:3時鐘扇出芯片獲得3路200 MHz同步時鐘。第1路200 MHz時鐘送入接收機中的第1混合采樣器作為ADC1的采樣時鐘；第2路200 MHz時鐘送入接收機中的第2混合采樣器作為ADC2的采樣時鐘；第3路200 MHz時鐘送入FPGA作為輸入參考時鐘，然后通過FPGA內部時鐘管理器產生DSP48E硬核需要的100 MHz時鐘。

4　實驗結果

為了驗證該雷達系統的探測性能，分別利用偽隨機編碼雷達與傳統脈沖雷達對墻后同一動目標進行跟蹤測試。然后利用偽隨機編碼雷達對墻后的靜止人體的呼吸頻率進行提取實驗。實驗場景如圖8所示，墻體的厚度為24 cm。

4.1動目標跟蹤實驗

圖8　利用偽隨機編碼超寬帶人體感知雷達進行實驗的場景Fig. 8　Experimental scene using pseudo random coded ultra wide-band radar for human sensing

圖9　利用偽隨機編碼雷達對墻后動目標跟蹤結果Fig. 9　Tracking results of moving target behind the wall using pseudo random coded radar

如圖8所示，人體在墻后17 m內來回走動。由于墻體附近的雜波很強，為了提高對比度，將2.5 m內的信號置零。利用該偽隨機編碼超寬帶人體感知雷達對墻后運動的人體目標的測試結果如圖9所示，從圖9（a）中可以看出，在零時刻到23 s內，人體目標遠離雷達至17 m左右，目標回波的信噪比還很高；從24 s到45 s人體目標靠近雷達，之后重復這個過程。圖9（b）給出了對該目標的跟蹤結果，跟蹤軌跡上的每一個點代表人體所在的位置，然后以圖4（d）形式顯示在嵌入式微型顯示器上。為了與脈沖超寬帶雷達進行對比，利用實驗室開發的脈沖雷達對該墻后的同一目標進行探測跟蹤，該脈沖雷達參數如表2所示，探測結果如圖10所示。如圖10（a）所示，該脈沖雷達對10 m內的動目標探測的信噪比較高，隨著目標離墻體越來越遠，目標回波的信噪比將逐漸降低。圖10（b）給出了利用同一跟蹤算法進行跟蹤的結果，該脈沖雷達很難跟蹤墻后10 m以外的動目標。

表2　脈沖雷達主要參數Tab. 2 Main parameters of pulse radar

4.2人體呼吸探測實驗

利用該偽隨機編碼超寬帶人體感知雷達對墻后靜止目標的呼吸頻率進行提取，當人體目標站在墻后8.5 m時，探測結果如圖11（a）所示，由于墻體附近的雜波很強，為了讓8.5 m處的呼吸信號能被看清楚，將2 m內信號置零。按照呼吸頻率提取算法［14］，對慢時進行傅里葉變換后得到頻率信息如圖11（b）所示?？梢钥闯?，0.48 Hz頻率成分最高，其余頻率成分可以看成雜波干擾。最終探測結果如圖11（c）所示，縱軸代表靜止人體目標離雷達的距離信息，橫軸代表靜止人體目標的呼吸頻率。從圖中可以看出，該靜止人體目標距離雷達8.5 m左右，呼吸頻率為0.48 Hz。在嵌入式微型顯示器上只顯示靜止人體目標離雷達的距離，而不顯示其呼吸的頻率信息。當靜止人體站在墻后14.5 m處時，探測的結果如圖12（a）所示，此時的呼吸信號非常弱，經過呼吸頻率提取算法處理后，得到的頻率信息如圖12（b）所示。從圖中可以看出，頻譜上有大量的干擾頻率，但0.40 Hz頻率分量最強，其次是0.51 Hz頻率成分。最終探測結果如圖12（c）所示，靜止人體目標距離雷達14.5 m，其呼吸頻率為0.40 Hz。

5　結束語

本文提出了一種便攜式偽隨機編碼超寬帶人體感知雷達的設計方法。利用高速DAC、高速ADC、高性能FPGA與Intel處理器搭建整個雷達系統，大大提高系統的集成度。數字型發射機產生低功率的m序列調制信號，雙通道接收機同步采樣參考碼與雷達回波，減小了溫度變化對系統的影響。利用500個DSP硬核并行計算脈沖壓縮，大大提高了雷達的時間效率。將最終的處理結果傳給頭盔上的微型顯示器進行顯示，便于實現單兵作戰。通過實驗證明該便攜式偽隨機編碼超寬帶人體感知雷達具有很好的探測性能。

圖10　利用傳統脈沖超寬帶雷達對墻后動目標跟蹤結果Fig. 10　Tracking results of moving target behind the wall using traditional ultra wide-band pulse radar

圖11　利用偽隨機編碼雷達探測呼吸信號（當人體目標站在墻后8.5 m時）Fig. 11　Detection of respiratory signal using pseudo random coded radar （when human object stands 8.5 m behind the wall）

圖12　利用偽隨機編碼雷達探測呼吸信號（當人體目標站在墻后14.5 m時）Fig. 12　Detection of respiratory signal using pseudo random coded radar （when human object stands 14.5 m behind the wall）

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張群英（1970-），女，陜西西安人，現為中國科學院電子學研究所研究員，博士生導師，研究方向為微波探測新方法研究、超寬帶雷達系統、雷達信號處理。

E-mail: qyzhang@mail.ie.ac.cn

葉盛波（1983-），男，湖北武漢人，現為中國科學院電子學研究所副研究員，研究方向為超寬帶雷達系統、探地雷達研制、雷達信號處理方法研究。

E-mail: sbye@mail.ie.ac.cn

吳世有（1985-），男，安徽合肥人，現為中國科學院電子學研究所助理研究員，研究方向為超寬帶信號處理、微弱信號檢測。

E-mail: ahwushiyou@126.com

譚愷（1986-），男，江西上饒人，現為中國科學院電子學研究所博士生，研究方向為超寬帶雷達信號處理與成像方法。

E-mail: tankai10@mail.ucas.ac.cn

方廣有（1963-），男，現為中國科學院電子學研究所研究員，博士生導師，中國科學院電子學研究所副所長，研究方向為超寬帶雷達系統、測月雷達、太赫茲成像、地球物理探測方法、電磁場理論。

E-mail: gyfang@mail.ie.ac.cn

陰和?。?963-），男，現為中國科學院電子學研究所研究員，博士生導師，中國科學院副院長，研究方向為電磁場理論、微波技術與微波通信、雷達技術、特種微波器件等。

Design of a Handheld Pseudo Random Coded UWB Radar for Human Sensing

Xia Zheng-huan①②Zhang Qun-ying①Ye Sheng-bo①Wu Shi-you①Tan Kai①②Fang Guang-you①Yin He-jun③

①（Key Laboratory of Electromagnetic Radiation and Sensing Technology，Chinese Academy of Sciences，Beijing 100190，China）
②（University of Chinese Academy of Sciences，Beijing 100049，China）
③（Chinese Academy of Sciences，Beijing 100864，China）

This paper presents the design of a handheld pseudo random coded Ultra-WideBand （UWB）radar for human sensing. The main tasks of the radar are to track the moving human object and extract the human respiratory frequency. In order to achieve perfect penetrability and good range resolution，m sequence with a carrier of 800 MHz is chosen as the transmitting signal. The modulated m-sequence can be generated directly by the high-speed DAC and FPGA to reduce the size of the radar system，and the mean power of the transmitting signal is 5 dBm. The receiver has two receiving channels based on hybrid sampling，the first receiving channel is to sample the

ignal and the second receiving channel is to obtain the radar echo. The real-time pulse compression is computed in parallel with a group of on-chip DSP48E slices in FPGA to improve the scanning rate of the radar system. Additionally，the algorithms of moving target tracking and life detection are implemented using Intel's micro-processor，and the detection results are sent to the micro displayer fixed on the helmet. The experimental results show that the moving target located at less than 16 m far away from the wall can be tracked，and the respiratory frequency of the static human at less than 14 m far away from the wall can be extracted.

UWB radar； Pseudo random binary sequence； Through-the-wall radar； Life detection radar； Field Programmable Gate Array （FPGA）

The National High Technology Research and Development Program of China （863 Program）under Grant 2012AA121901

TN958

A

2095-283X（2015）-05-0527-11 DOI：10.12000/JR15027

夏正歡，張群英，葉盛波，等. 一種便攜式偽隨機編碼超寬帶人體感知雷達設計［J］. 雷達學報，2015，4（5）: 527-537.

10.12000/JR15027.

Reference format：Xia Zheng-huan，Zhang Qun-ying，Ye Sheng-bo，et al.. Design of a handheld pseudo random coded UWB radar for human sensing［J］. Journal of Radars，2015，4（5）: 527-537. DOI: 10.12000/JR15027.

夏正歡（1986-），男，江西豐城人，現為中國科學院電子學研究所博士生，研究方向為超寬帶雷達系統、MIMO雷達系統、FPGA并行信號處理、雷達成像方法。

E-mail: maxwell_xia@126.com

2015-03-04；改回日期：2015-05-08；

2015-06-17

張群英qyzhang@mail.ie.ac.cn

國家863項目（2012AA121901）