寬電壓范圍雙移相控制多倍壓高增益軟開關隔離升降壓變換器

陸楊軍　邢　巖　吳紅飛　張君君（江蘇省新能源發電與電能變換重點實驗室（南京航空航天大學） 南京　210016）

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寬電壓范圍雙移相控制多倍壓高增益軟開關隔離升降壓變換器

陸楊軍邢巖吳紅飛張君君
（江蘇省新能源發電與電能變換重點實驗室（南京航空航天大學） 南京210016）

提出一種適用于寬電壓范圍、低電壓輸入應用場合的多倍壓高增益軟開關隔離升降壓變換器及其控制方法。通過將倍壓型雙有源橋變換器與倍壓整流電路相結合，實現了高增益隔離升降壓變換。通過采用雙移相控制策略，使得一次、二次側開關管能夠在寬電壓和寬負載范圍內實現軟開關，且二極管都可以實現零電流關斷、無反向恢復損耗。變壓器漏感可以作為能量傳輸電感的一部分，不存在漏感引起的電壓尖峰問題，且一次側開關器件的電壓應力鉗位在輸入電壓，二次側開關器件的電壓應力僅為輸出電壓的一半，器件電壓應力低。詳細分析了變換器的工作原理、控制策略和特性，實驗驗證了所提出拓撲及其控制方法的正確性和有效性。

高增益雙移相控制策略軟開關寬電壓范圍多倍壓電路

0　引言

隨著環境污染和能源危機問題日益嚴重，太陽能、燃料電池、風能等清潔、可再生的新能源發電技術成為解決這些問題的研究熱點。對于單相220 V交流電網，全橋式并網逆變器的直流母線電壓一般為380 V，而光伏的輸出電壓一般小于50 V，且由于受到環境因素的影響，電壓會在較寬范圍內波動，因此需要適合寬電壓范圍的高增益直流變換器提升電壓等級來滿足后級并網逆變器的需求［1-3］。

傳統Boost變換器實現高增益輸出時，主控開關管占空比趨近1，極短的關斷時間將導致電感電流峰值和有效值增大，導通損耗和開關損耗增加，變換器效率低，同時變換器抗輸入電壓擾動能力及動態性能差［4-7］。因此傳統Boost變換器不適用于寬電壓范圍的高增益應用場合。耦合電感型直流變換器通過設定耦合電感的匝比，可以實現高輸出電壓增益［8-10］。但耦合電感存在漏感，若處理不慎，在開關管上會引起很大的電壓尖峰，增大器件的電壓應力，漏感能量需要額外的吸收電路，導致電路結構復雜。開關電容變換器利用倍壓電路可以獲得很高的輸出電壓增益［11-14］，其缺點是開關器件將承受很大的脈動電流，使導通損耗增大。同時電路升壓能力受限于電路結構，在實現更高電壓增益時，開關電容數目增多，電路結構復雜。隔離型變換器中，雙有源橋（Double Active Bridge，DAB）變換器［15-18］通過采用優化設計的雙移相控制策略，可以在較寬電壓范圍內實現軟開關工作，變換器利用變壓器匝比獲得高增益輸出，變壓器漏感用于能量傳輸，不存在漏感引起的電壓尖峰問題。但僅依靠變壓器匝比實現高增益，一次、二次側匝數相差懸殊，變壓器不易設計且漏感大，不利于實現高效率。

結合雙有源橋變換器和倍壓整流電路的優點，本文提出一種新型的高增益軟開關隔離變換器，利用多倍壓整流電路實現高增益，同時減小變壓器匝比、二次側開關器件的電壓應力。變換器采用雙移相控制策略，實現對變換器傳輸功率的控制。升壓模式時，通過一次側和二次側開關電路之間的移相控制實現輸出電壓和功率的調節；降壓模式時，在一次、二次側開關電路之間移相控制的基礎上，進一步在一次側兩個開關橋臂之間引入優化設計的一次側移相角，從而使得變換器在寬電壓和寬負載范圍實現軟開關。

1　拓撲與分析

1.1變換器拓撲

本文提出的高增益變換器拓撲如圖1所示，變換器一次側為全橋電路；輸入輸出通過變壓器T隔離，變壓器匝比為NP∶NS=1∶n；變壓器漏感作為能量傳輸電感LE的一部分，不存在漏感引起的電壓尖峰問題；二次側為多倍壓整流電路，其中Ca1、Ca2和S5、S6構成一級倍壓電路，與一次側電路構成倍壓型DAB變換器；VD1、VD2和Co1、Co2構成輸出倍壓電路。變換器結合了倍壓型雙有源橋變換器與倍壓整流電路的優點，具備高升壓能力；采用雙移相控制策略，可以在寬電壓和寬負載范圍內實現軟開關。

圖1　本文高增益變換器拓撲Fig.1　Topology of proposed high step-up converter

定義變換器的等效輸出電壓增益GE為

式中，Uin、Uo分別是輸入、輸出電壓。當GE＞1時變換器工作在升壓模式；當GE＜1時變換器工作在降壓模式；當GE=1時變換器工作在平衡模式。

1.2升壓模式工作模態分析

為簡化分析，假設所有開關器件為理想器件，忽略開關管的寄生電容，則升壓模式時變換器在半周期內共有5個主要的開關模態，其升壓模式主要工作波形及升壓模式各開關各模態等效電路分別如圖2和圖3所示。此時變換器采用一次、二次側移相控制策略，所有開關管工作占空比為0.5，S1、S4與S2、S3互補工作，S5開通時刻滯后S1。定義一次側橋臂中點電壓uP基波超前二次側橋臂中點電壓uS基波的電角度φ為移相角，移相比D為

（1）開關模態1［t0，t1］:如圖3a所示，t0時刻之前，開關管S2、S3和S6導通，電感LE電流為負。變壓器一次電流流過開關管S2、S3的溝道至輸入構成回路。電感LE電流經輔助電容Ca1和二極管VD1至輸出構成回路1，經輔助電容Ca2和開關管S6構成回路2，輸入經能量傳輸電感共同向負載傳遞能量。t0時刻，S2、S3關斷，電感電流反射到變壓器一次側的電流流過S1、S4的體二極管，S1、S4可以實現零電壓軟開關（Zero Voltage Switch，ZVS）開通。電感LE能量部分向負載傳遞、部分回饋至輸入源，該模態下電感電流方程為

圖2　升壓模式主要工作波形Fig.2　Key waveforms in boost mode

圖3　升壓模式各開關各模態等效電路Fig.3　Equivalent circuit of each stage in boost mode

（2）開關模態2［t1，t2］:如圖3b所示，t1時刻，S1、S4實現ZVS開通。變壓器一次側電流流過S1、S4的溝道至輸入構成回路，電感電流方程與前一開關模態一致。

（3）開關模態3［t2，t3］:如圖3c所示，t2時刻，電感LE電流值變為0，二極管VD1自然關斷。電感LE經輔助電容Ca2和開關管S6構成回路，輸入經變壓器給能量傳輸電感充電，電感電流方程與前一開關模態一致。

（4）開關模態4［t3，t4］:如圖3d所示，t3時刻，開關管S6關斷，由于電感電流不能突變，電感LE電流流過S5的體二極管，S5可以實現ZVS開通。電感LE電流經輔助電容Ca2和二極管VD2至輸出構成回路1，經輔助電容Ca1和開關管S5的體二極管構成回路2。輸入經電感LE共同向負載傳遞能量，該模態下電感電流方程為

（5）開關模態5［t4，t5］:如圖3e所示，t4時刻，S5實現ZVS開通。電感 LE經輔助電容 Ca2和二極管VD2至輸出構成回路1，經輔助電容Ca1和開關管S5的溝道構成回路2，電感電流方程與前一開關模態一致。t5時刻S1、S4關斷，開關模態5結束，之后半周期的開關模態與開關模態1～5類似，不再贅述。

1.3降壓模式工作模態分析

假設所有開關器件為理想器件，降壓模式時變換器在半周期內共有7個主要的開關模態，其主要工作波形及各開關模態等效電路分別如圖4和圖5所示。此時變換器在一次側、二次側開關電路之間移相控制基礎上，在一次側全橋電路的兩橋臂之間引入一次側移相角α進行優化控制（S4開通時刻滯后S1電角度α）。定義一次側移相比Dα為

圖4　降壓模式主要工作波形Fig.4　Key waveforms in buck mode

圖5　降壓模式各開關各模態等效電路Fig.5　Equivalent circuit of each stage in buck mode

（1）開關模態1［t0，t1］:如圖5a所示，t0時刻之前，開關管S2、S3和S6導通，電感LE電流為負。變壓器一次電流流過開關管S2、S3的溝道至輸入構成回路。電感LE電流經輔助電容Ca1和二極管VD1至輸出構成回路1，經輔助電容Ca2和開關管S6構成回路2，輸入經能量傳輸電感共同向負載傳遞能量。t0時刻，S2關斷，由于電感電流不能突變，反射到變壓器一次電流流過S1的體二極管，S1可以實現ZVS開通。電感LE向負載傳遞能量，該模態下電感電流方程為

（2）開關模態2［t1，t2］:如圖5b所示，t1時刻，S1實現ZVS開通，電感電流方程與前一開關模態一致。

（3）開關模態3［t2，t3］:如圖5c所示，t2時刻，S3關斷，電感電流反射到變壓器一次電流流過S4的體二極管，S4可以實現ZVS開通。電感LE能量部分向負載傳遞、部分回饋至輸入源，該模態下電感電流方程為

（4）開關模態4［t3，t4］:如圖5d所示，t3時刻，S4實現ZVS開通，電感電流方程與模態3一致。

（5）開關模態5［t4，t5］:如圖5e所示，與升壓模式開關模態3一致。

（6）開關模態6［t5，t6］:如圖5f所示，與升壓模式開關模態4一致。

（7）開關模態7［t6，t7］:如圖5g所示，與升壓模式開關模態5一致。t7時刻S1關斷，開關模態7結束，之后半周期的開關模態與開關模態1～7類似，不再贅述。

2　變換器特性分析

2.1軟開關特性

升壓模式時，根據變換器工作原理分析可知，一次、二次側開關管實現軟開關的條件分別為

將電感電流方程和伏秒平衡關系代入式（8）和式（9），可以推導得到:升壓模式時，二次側開關器件可以在全負載范圍實現軟開關，一次側開關管實現軟開關需滿足條件

降壓模式時，根據變換器的工作原理分析可知，當移相比D＞0.5Dα時，各開關管實現軟開關的條件為

將各開關模態的電感電流方程與電感伏秒平衡關系代入式（11），可得

當一次側移相比與等效輸出增益滿足Dα=1-GE的關系時，所有開關器件在D＞0.5Dα時都能實現軟開關。同理可以推導出，當Dα=1-GE時，所有開關器件在0＜D＜0.5Dα時也能實現軟開關。因此降壓模式時，通過優化設計一次側移相比Dα=1-GE，使得變換器所有開關器件可以在全負載范圍內實現軟開關。

2.2功率傳輸能力

忽略變換器的損耗，根據變換器工作原理分析與電感LE的伏秒平衡關系，可以推導得到升壓模式時，變換器的輸出功率表達式為

式中，f為變換器工作頻率。同理可以推導得到降壓模式時變換器的輸出功率表達式，當移相比滿足D＞0.5Dα時

當移相比滿足0＜D＜0.5Dα時

根據式（13）～式（15）和Dα=1-GE，可得變換器的輸出功率標幺值與移相比D關系曲線如圖6所示，輸出功率基準值定義為

圖6　輸出功率標幺值與移相比D關系曲線Fig.6　Nominalized output power curves vs.D

根據圖6可知，在相同功率基準值條件下，隨著等效輸出增益GE減小，即輸入電壓增大，變換器傳輸功率增大。當變換器工作在降壓模式，即 GE＜1時，變換器可以在全范圍實現軟開關；當變換器工作在升壓模式，即GE＞1時，變換器二次側開關器件可以在全范圍實現軟開關，而一次側開關器件軟開關范圍受限，且等效輸出增益GE越大于1，軟開關范圍越窄。

2.3電壓應力與輸出電壓增益

本文所提出的隔離型高增益變換器，變壓器漏感作為能量傳輸電感LE的一部分用于傳遞功率，不存在漏感引起的電壓尖峰問題，使得一次側開關管電壓應力鉗位在輸入電壓。變換器二次側采用多倍壓整流電路，在獲得高增益的同時，可以降低二次側開關器件的電壓應力至輸出電壓的一半。

變換器二次側的多倍壓整流電路自身具備4倍升壓能力，再通過合理設計變壓器匝比，變換器可以在寬范圍內實現高增益輸出。變換器的輸出功率為

式中，Ro為負載電阻。將式（17）和Dα=1-GE代入式（13）和式（14），可以推導得到變換器的等效輸出增益表達式為其中

當GE＜1且0＜D＜0.5Dα時，變換器的等效輸出電壓增益與內移相比滿足

2.4小結

基于上述分析可知，本文所提出的變換器同時利用二次側多倍壓整流電路和變壓器的升壓能力，可以實現高增益輸出。變壓器漏感用于能量傳輸，不存在電壓尖峰問題，開關器件電壓應力低。變換器采用雙移相控制策略，通過引入優化設計的一次側移相角，使得變換器可以在寬電壓、負載范圍內實現軟開關。

根據雙移相控制策略原理，變換器需要根據實時的等效輸出增益對一次側移相角進行優化設計。因此，相對于已有的變換器，本文所提出的變換器調制、控制策略會相對復雜，對控制器的設計會有更高的要求，且這種控制目前只適合采用數字控制實現、沒有可用的模擬控制芯片。但對于數字控制而言，本文所提出的控制算法并不算復雜。在實際實驗過程中，通過采用先進的數字控制技術，很容易實現本文所提出的控制策略，實現較優的控制效果。

3　實驗結果與分析

為驗證所提出拓撲及其控制方法的正確性和有效性，搭建一臺原理樣機，其主要參數如下:輸入電壓Uin=40～56 V；輸出電壓Uo=380 V；額定輸出功率為500 W；一次側開關管為IPP037N08N；二次側開關管為IRFB4229；二次側二極管為DPG200C300PB；變壓器匝比為 NP∶NS=1∶2；能量傳輸電感 LE= 14.758 μH；工作頻率為100 kHz。

圖7為變換器不同工作模式下的主要實驗波形。其中，圖7a和圖7b為升壓模式工作原理波形和軟開關波形，此時輸入電壓40 V，輸出電壓380 V，輸出功率500 W。圖7中，uGS1、uGS5分別是開關管S1和S5的驅動；uL E、iL E分別是能量傳輸電感LE兩端電壓和流過電感的電流波形；uDS1、uDS5分別是開關管S1和S5的漏源電壓波形。由圖7可知，此時一次、二次側開關管都實現了ZVS開通。對比圖7a和圖2理論波形可知，實驗與理論分析完全一致。

圖7　主要實驗波形Fig.7　Key experimental waveforms

圖7c和圖7d為降壓模式工作原理波形和軟開關波形，此時輸入電壓56 V，輸出電壓380 V，輸出功率500 W。圖7中，uGS1、uGS4和uGS5分別是開關管S1、S4和S5的驅動；uP、uS分別是一次、二次側橋臂中點電壓；iL E是流過能量傳輸電感 LE的電流波形；uDS1、uDS4和uDS5分別是開關管S1、S4和S5的漏源電壓波形。由圖7可知，此時一次、二次側開關管都實現了ZVS開通。對比圖7c和圖4理論波形可知，實驗與理論分析完全一致。

圖8為不同輸入電壓時變換器效率曲線，Uin= 40 V時變換器工作在升壓模式，Uin=48 V時工作在平衡模式，Uin=56 V時工作在降壓模式。從效率曲線可以看出，變換器在升壓和降壓模式都具有較高的效率，特別是當Uin=48 V時，變換器在寬范圍內效率都高于96%，最高效率為97.7%。

圖8　變換器效率曲線Fig.8　Efficiency curves of proposed converter

4　結論

本文提出一種適用于寬電壓范圍、低電壓輸入應用場合的多倍壓高增益軟開關隔離升降壓變換器及其控制方法，詳細分析了變換器的工作原理、控制策略和特性，并給出實驗驗證。本文所提出的變換器具有如下特點:同時利用多倍壓整流電路和變壓器匝比實現升壓，變換器能獲得高增益輸出；采用雙移相控制策略，變換器可以在寬電壓范圍內實現軟開關；變換器二次側采用多倍壓整流電路，可以減小變壓器匝比與二次側開關器件電壓應力；變壓器漏感用于能量傳輸，不存在漏感引起的電壓尖峰問題，器件電壓應力低?；谏鲜鎏攸c，本文所提出的高增益變換器非常適用于寬電壓范圍的低電壓新能源發電系統。

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陸楊軍男，1991年生，博士研究生，研究方向為電力電子與電力傳動。

E-mail:luyangjun@nuaa.edu.cn

吳紅飛男，1985年生，副教授，碩士生導師，研究方向為電力電子與電力傳動。

E-mail:wuhongfei@nuaa.edu.cn（通信作者）

Dual-Phase-Shift-Controlled High Step-Up Soft-Switching Isolated Buck/Boost Converter for Wide-Voltage-Range Applications

Lu YangjunXing YanWu HongfeiZhang Junjun
（Jiangsu Key Laboratory of Renewable Energy Generation and Power Conversion Nanjing University of Aeronautics and AstronauticsNanjing210016China）

A high step-up soft-switching isolated buck/boost converter with voltage multiplier and its control strategy are proposed for low input voltage applications with wide voltage range.With the combination of the voltage doubling type dual-active-bridge（DAB）converter and the voltage multiplier，high output voltage gain can be obtained.Soft-switching of the active switches can be achieved in wide voltage and load ranges by introducing dual-phase-shift modulation.Meanwhile，the zero-current turn-off without reverse recovery losses of the diodes can be realized.The leakage inductance of the transformer is utilized for power transfer and the voltage spike problem is overcome.Furthermore，the voltage stresses on the switches are reduced，i.e.the ones on the primary-side and the secondary-side switches are clamped to the input voltage and half of output voltage respectively.The operation principle，control strategy，and steady-state characteristics are analyzed in detail and verified with experimental results.

Highvoltagegain，dual-phase-shiftmodulation，soft-switching，widevoltagerange，voltage multiplier

TM46

國家自然科學基金（51407092），江蘇省自然科學基金（BK20140812）和江蘇省產學研聯合創新資金前曕性研究項目（BY2014003-12）和江蘇省“青藍工程”資助項目。

2015-07-23改稿日期 2016-02-05