一種基于同步整流的二次側同步調壓控制電路

馬濤，王衛國，孟淵

（蘭州空間技術物理研究所 甘肅 蘭州730010）

一種基于同步整流的二次側同步調壓控制電路

馬濤，王衛國，孟淵

（蘭州空間技術物理研究所 甘肅 蘭州730010）

為了滿足多路輸出變換器的低壓大電流需求，充分調研了國內外DC-DC變換器的二次側調整技術，基于同步整流技術，提出了一種利用普通PWM控制芯片實現的二次側調壓控制電路。本文論述了二次側調壓電路拓撲，分析了控制電路的同步實現原理，對驅動電路進行了設計，并使用Saber仿真軟件對控制電路進行了仿真分析，最后通過單端正激變換器對控制電路進行了實驗，驗證了此控制電路設計的可行性。

同步整流；二次側調壓；控制電路；低壓大電流

高速數字處理系統的應用越來越成熟，低壓大電流負載的應用越來越普遍。對于多電壓供電的設備，最實用最經濟的方法就是采用多路輸出的電源供電。多路輸出變換器中，現在多采用主路實現精確調壓，輔路進行后級調整的穩壓方案。

目前后級調整技術中多采用磁放大器控制方式，加權反饋控制方式，二級拓撲控制方式，線性穩壓控制方式。磁放大器參數的一致性不能保證，并且存在交叉調整的問題，加權控制方式控制電路繁瑣，加權因子設計復雜，二級拓撲控制方式使整個電路效率降低，同時電路元器件增多，電路結構復雜，增加成本的同時還會對前一級電路產生干擾，線性穩壓器控制方式采用的LDO在低壓大電流的情況下損耗嚴重，整機效率降低［1］。

為了滿足多路低壓大電流負載的要求，在調研了TI公司二次側穩壓技術［2］的基礎上，結合同步整流技術，提出了一種結合同步整流與傳統二次側調整技術優點的二級調整電路。使用Saber仿真軟件對此控制電路進行仿真分析。使用NE555芯片和普通的PWM控制芯片搭建了一個輸入為28 V，輸出為5 V/4 A的單端正激變換器實際電路進行了試驗，驗證了此控制調整方案的可行性。

1　電路結構拓撲

普通的本次設計采用類似于中間母線式架構的電路拓撲，在電路前級只將輸入電壓逆變為與變換器主頻相同頻率的固定占空比的交流信號，而不對其占空比進行調節控制。逆變后電平的占空比可根據實際需要進行設置，以利于在二次側調壓時提供足夠的可調節范圍。二次側在結合了同步整流降低導通損耗的基本優點的基礎上，對主變壓器輸出交流電平利用同步整流開關器件進行主動的占空比調節。從而可以合并二次側拓撲需要的整流、調寬兩部分電路為帶調寬功能的整流器，最終使得提出的拓撲相對二次調壓拓撲可以獲得更高的效率以及更簡潔的電路，最后本拓撲仍舊可兼容通用的輸出濾波電路從而得到穩定的輸出電壓。此二次側穩壓電路結構圖如圖1所示。

圖1　二次側穩壓電路結構框圖

采用此種電路拓撲，首先多路輸出中每一路都能形成閉環，輸出的電壓穩定度高，其次使用同步整流器，在低壓大電流負載的要求下能夠有效得降低整流過程中的電路損耗，提高電源效率，再次，電路中的每一路的工作頻率都跟前級開關管的開關頻率一致，整個電路工作在一個頻率點上，對輸出濾波器的要求低，在EMI方面表現更加優異，同時由于每一路都是單獨控制，每一路都是獨立閉環，每一路之間彼此隔離，不存在明顯的耦合關系，交叉調整率會很低。這種拓撲中的變壓器易于標準化，更加容易進行更多路數的拓展，能進一步減小電源體積，提高功率密度。

此拓撲能適用于現在通用的正激變換器，半橋和全橋變換器等電壓饋電型電路拓撲，對主電路拓撲的要求低，從而更加適用于電路的拓展。

2　拓撲原理分析

本次設計的拓撲結構重點難點在于二次側調壓的控制電路上，二次側用于調壓的同步整流器的時序如何與變壓器前級的開關管的時序實現同步是本次設計最重要的部分。下面就基于一個單輸入單輸出的正激變換器來對本次設計進行分析說明。電路結構示意圖如圖2所示。

圖2　二次側調壓電路結構示意圖

輸入直流電平在經過開關管Q1后變化為方波電平并通過變壓器T1轉換為加到SR2漏極與SR1漏極中間的占空比固定的交流方波。SR1與SR2開關管按一定的時序順序開啟關斷完成同步整流與調節占空比的功能。電感L1和電容C1組成輸出濾波器并最終輸出所需的直流電平信號。二級管D1在開關管Q1關斷時對變壓器T1進行磁復位。

脈沖發生器產生一個固定占空比的脈沖方波來驅動變壓器前級開關管Q1。與此同時，脈沖發生器輸出同步信號Syn 對PWM控制電路進行同步。同步的目的是將SR1、SR2的驅動信號和Q1的驅動信號進行匹配來實現合理的時序。針對二次側調壓控制方式有2種，一種是控制脈寬前沿，一種是控制脈寬后沿［3］，此次采用控制脈寬后延的方式來實現調壓。二次側PWM控制器的控制原理為將SR1開關信號的上升沿與前級開關管Q1的上升沿同步，使得二者同時開啟。而后，通過PWM內部的誤差放大器和脈寬調制器來調節變壓器T1輸出的方波電平的下降時間，來實現調節輸出電壓的功能。然后再通過輸出濾波電路得到穩定的輸出直流電壓。電路主要時序圖如圖3所示。

圖3　電路主要時序圖

脈沖發生器產生固定占空比的方波信號時，變壓器前級開關管Q1打開，變壓器T1副邊產生一個和脈沖發生器脈沖占空比相同的交流方波信號，通過控制電路中的同步信號Syn，PWM芯片也產生一個上升沿和變壓器副邊交流信號上升沿同步的驅動信號，將輸出電壓經過采樣之后通過PWM芯片的誤差放大器產生的電壓誤差放大信號Vea和鋸齒波Vt進行比較來調節PWM輸出的下降沿，達到脈寬調制的目的，從而得到穩定的輸出電壓。為了驗證此控制電路的可行性，此次設計的思路為主電路采用單端正激變換拓撲，次級采用同步整流的元器件，一次側采用NE555多諧振蕩器對主開關管進行驅動，經過變壓器產生一個固定占空比的方波信號，二次側采用UC1843對同步整流的MOSFET進行調壓穩壓控制，通過驅動芯片進行外部驅動。

3　脈沖發生器的設計

設計采用NE555定時器和外圍電路構成多諧振蕩器作為產生固定占空比的脈沖發生器。555定時器是一種模擬和數字功能結合的，多用途的集成電路，應用電源范圍很寬［4］。使用NE555構成的多諧振蕩器如圖4所示，在通常的多諧振蕩器的基礎上加入了二極管，使輸出方波的占空比可以降至50%以下。加入二極管之后，充電回路為：Vcc→R1→VD1→C→地；放電回路為：C→R2→V（內部晶體管導通）→地。由于充電時間為：T1=R1Cln2，放電時間為：T2=R2Cln2，所以周期為：T= T1+T2=（R1+R2）Cln2。占空比為：

4　前后級進行同步的電路設計

UC1843是TI公司生產的電流控制型PWM控制芯片，使用電流反饋和電壓反饋的雙環控制系統，電壓調整率和負載調整率高，占空比理論值能夠達到100%。

圖4　NE555構成的多諧振蕩器

UC1843在通常的使用過程中，是在RT/CT腳用電容接地，通過對電容的充放電來產生鋸齒波，電容的充放電是在上閾值和下閾值之間進行，上閾值為2.7 V，下閾值為1 V。當電容從1 V開始充電的時候，PWM開始工作，產生高電平，當電容充電至上閾值2.7 V時，內部的三極管打開，放電回路開始工作，電容放電直至到達下閾值1 V，在放電期間，PWM停止工作，芯片輸出低電平?，F在將一個脈沖信號直接接到RT/CT端，輸入低電平低于1 V時PWM輸出高電平，輸入高電平高于2.7 V時，PWM輸出低電平［5］。輸入輸出時序原理圖如圖5所示。

圖5　UC1843輸入輸出時序圖

將NE555的輸出經過一個反相器CC4069之后接入到UC1843的RT/CT端，就能實現NE555和UC1843的輸出同步，并且不影響UC1843的PWM功能。UC1843的占空比原本是能夠達到100%，通過將NE555的輸出接入到RT/CT端，使得UC1843的最大占空比為NE555的輸出方波信號的占空比，從而限制了UC1843的最大占空比，實現了電路前級和后級的MOSFET的開關頻率一致，實現了前后級同步的功能。功能連接圖如圖6所示。

圖6　NE555和UC1843的同步實現電路

使用SABER仿真軟件對此控制電路進行了仿真，對比NE555的輸出和UC1843的輸出，比較兩個波形，可以發現有很好的同步性，在實際電路中會存在一定的延時，但都是在納秒級別，不會影響電路的同步性能，從而驗證了前后級同步的可行性。

5　驅動電路的設計

因為要在二次側進行調壓穩壓，二次側使用可控的MOSFET進行同步整流。同步整流的MOSFET是具有雙向導通的可控的電壓型的整流管，要求具有較小的導通電阻，但是導通電阻小帶來的缺點是MOSFET的柵荷較大，對驅動能力要求較高。為了得到較高的驅動能力，使用MSOFET驅動芯片來提供驅動信號，此次選擇高速MOSFET驅動器TPS2813，此驅動器具有雙路輸出功能，并且輸出之間具有彼此反相功能，峰值驅動電流能夠達到2 A。

在同步整流過程中，因為使用的是具有雙向導通性能的MOSFET，所以在調壓整流管和續流整流管的驅動信號之間需要有一定的死區時間，防止兩個管子同時導通，造成共態導致短路大電流出現，燒毀元器件。此死區時間有一定的要求，死區時間過短，共態發生的情況可能性會大大增加，死區太長的情況下，電流通過續流MOSFET的體二極管，會造成很大的能量損耗。TPS2813芯片內部，一路輸出是經過一個反相器輸出，造成180度反相，另外一路輸出經過兩個反相器輸出，與輸入信號同相輸出，兩路輸出之間沒有特別明顯得死區時間。為了滿足死區時間的要求，需要根據TPS2813管腳的TTL電平功能去設計出一個死區時間。UC1843的驅動信號經過兩路不同的RCD延時電路送到TPS2813的兩路輸入端，能夠得到兩路反相互補的死區時間明顯的驅動信號［6］。驅動電路的設計圖如圖7所示。

6　實驗結果分析

按照圖2所示的正激變換器搭建電路，當開環控制時，UC1843的占空比和NE555的輸出方波的占空比一樣，并且在一定的延時下保持同步，波形圖如圖8所示，當經過做了死區的TPS2813驅動芯片之后，通過控制延時電路得到死區明顯的兩路互補驅動信號波形。當閉環控制時，在主電路帶滿載的情況下，UC1843輸出的驅動波形如圖9所示，和前級開關管的驅動波形相比，很明顯得看出二次側調壓時整流開關管的驅動波形占空比變化，能夠很好得實現調壓功能。運用此控制電路，主電路輸入28 V±3 V的直流電壓，都能得到穩定輸出的5 V電壓，電源效率達到正常標準。通過合理改變延時電路的參數設置更加適合的死區時間，能夠進一步提高電路的性能。

圖7　TPS2813輸出具有明顯死區的驅動電路

圖8　控制電路的同步實現

圖9　前級開關管和整流調壓開關管驅動波形

7　結論

針對多路低壓大電流的負載需求對二次側穩壓方案進行了探索研究，使用NE555和普通的UC1843PWM芯片設計了既能夠前后級同步，又能實現二次側穩壓功能的控制電路。此控制電路可用于實現類似于中間母線式架構的電路拓撲，在前級只通過NE555產生的固定占空比［7-8］控制的MOSFET和變壓器進行逆變，在變壓器的副邊通過多級繞組實現多路輸出，每一路通過一個跟NE555同步的UC1843PWM控制器就能實現二次側調壓。采用此控制電路的主電路拓撲二次側使用同步整流器，適用于多路低壓大電流負載，并且每一路能夠彼此隔離，每一路實現獨立控制。此控制電路適用于多個精確隔離電壓的應用場合。

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A controlling circuit of secondary side post synchronous regulation based on synchronous rectification

MA Tao，WANG Wei-guo，MENG Yuan
（Lanzhou Institution of Physics，Lanzhou 730010，China）

In order to satisfy the demand of multi-output converter with low voltage and high current,this paper proposes a controlling circuit of secondary side post regulation based on synchronous rectification technology,using an ordinary PWM chip,from the perspective of research in SSPR of DC-DC converter at home and abroad.The circuit topology of SSPR,the synchronous theory of the controlling circuit and the calculation of driven signal are introduced.The controlling circuit has been simulated with Saber simulating tools and tested based on forward converter circuit to prove the feasible of design.

synchronous rectification；secondary side post regulation；controlling circuit；low voltage and high current

TN99

A

1674－6236（2016）13-0148-04

2015-07-02稿件編號：201507027

馬 濤（1990—），男，山西高平人，碩士。研究方向：空間電子技術。