基于NCP1351B的光伏并網逆變器輔助電源的設計

蔣曉明，曾德志，黃　丹，趙基建(廣東省自動化研究所，廣東廣州510070)

基于NCP1351B的光伏并網逆變器輔助電源的設計

蔣曉明，曾德志，黃丹，趙基建
(廣東省自動化研究所，廣東廣州510070)

設計輔助電源應用于DSP控制的光伏并網逆變器。為滿足多路輸出、輸入電壓范圍寬(80～550 V DC)、穩定可靠、效率高等要求，采用了基于NCP1351B的雙管反激式開關電源。介紹了該開關電源的設計過程和參數計算方法，論述了雙管反激變換電路、多輸出變壓器、反饋電路及穩壓電路的設計。設計的輔助電源已經用于光伏逆變器上，運行穩定可靠。實驗結果證明了設計方法的正確性。

開關電源；雙管反激變換器；可變關斷時間的PWM控制器；NCP1351B

2 kW光伏并網逆變器，需要一個輔助電源來對它的控制、采樣、驅動和保護電路供電，它的輸入電壓直接引自于光伏電池陣列80～550 V DC，輸出為+15、+12、+7、－12 V DC。反激式開關電源具有諸多優點，如體積小、穩壓范圍寬、便于實現多路輸出，因而優先選擇。但是根據其工作原理可知，開關管在關斷期間承受比較高的電壓，約為兩倍輸入電壓，當輸入電壓較高時，對開關管的耐壓性能是一個比較大的挑戰。雙管反激式變換器能很好地解決這個問題，鉗位二極管的存在，使任一開關管的最大電壓都不會超過最大直流輸入電壓[1]。另外，這種拓撲結構具有更高的工作效率[2]。芯片NCP1351B具有良好的待機能耗和完善的保護功能，大大簡化了控制電路的外圍電路設計。所以，本文設計了基于NCP1351B的雙管反激式開關電源。

1 原理與設計

1.1主電路的工作原理

本設計的主電路雙管反激式拓撲結構如圖1所示(僅以多路輸出的其中一路為例)。圖中，當Ql和Q2同時導通時，DC電源和變壓器初級組成回路，變壓器初級的電流上升，變壓器的磁通密度從初始的剩余磁通Br上升到峰值Bw，并將能量存儲在變壓器中，這時由于次級的二極管D3的截止作用，使得變壓器不能向次級傳送能量。而當Ql和Q2同時關斷時，由于反激的作用，變壓器初級的電壓反向，鉗位二極管Dl和D2導通，以把原邊繞組的反激電壓和開關管上的電壓鉗制在電源電壓Vdc；同時，存儲在變壓器的能量一部分向副邊傳遞，另一部分通過鉗位二極管返回給電容C1。因而在反激時間內，變壓器的磁通密度從峰值下降到剩余磁通。經過一段時間，Q1 和Q2又同時開通，以進入下一個周期。整個電路通過連續地開關Ql和Q2，就可以得到穩定的直流輸出。

圖1　　雙管反激式拓撲結構

由于實際電路的分布參數以及開關管Ql和Q2的屬性并非完全相同，所以Q1和Q2不是完全同時開關。當Ql先關斷時，變壓器初級T1、Q2和D2組成回路續流，而當Q2關斷時，變壓器儲存的能量將向次級傳送；同理，當Q2先關斷，變壓器初級Tl、Ql和D1將組成回路續流，當Ql關斷時，變壓器存儲的能量向次級傳送[3-4]。

與一般采用單管加控制芯片的開關電源不同的是，本設計采用了上下兩個MOSFET，這樣做的目的一是可以降低每個開關管上承受的電壓，二是兩個開關管不需要采用兩個控制芯片來控制，只用一個PWM波就可以實現兩個開關管的同時開通和關斷。

圖2所示是本設計的主電路圖，圖中，Q1和Q2共用一個驅動信號，故可實現同時開通和關斷。R1為采樣電阻，該主電路采用的是峰值電流控制模式。次級整流二極管后加p型濾波器的效果要比只用電容濾波更好。R20，R22，R23，R27，Q5 和U3共同組成反饋電路。

圖2　主電路圖

1.2控制電路的設計

本設計采用NCP1351可變關斷時間的PWM控制器，該控制器是一款固定導通時間、改變關斷時間的小功率反激變換控制IC，它采用固定峰值電流模式技術，開關頻率可隨負載變輕而降低，提供了極好的空載性能，在其他負載條件下也有極佳的轉換效率，是符合最新節能標準的電流型PWM控制器。

NCP1351的PIN腳功能說明如下：

1PIN FB反饋輸入，當向內注入電流時降頻。

2PIN CT設置振蕩頻率，外接CT到GND設置最高工作頻率。

3PIN CS電流檢測輸入。

4PIN GND公共端。

5PIN DRV驅動輸出，驅動外部MOSFET。

6PIN Vcc IC供電端子，最高電壓達28 V。

7PIN Latch閂鎖輸入，正電壓VLATCH加入時，鎖住控制器。

8PIN Timer故障時段電容端，外接一電容設置故障驗證時間。

圖3所示是本設計的控制芯片電路及驅動電路。R12是啟動電阻，提供芯片的啟動電流，電源在第一次啟動時，通過R12、C30和C31提供工作電源，電源啟動后，負載繞組輔助輸出給芯片供電。本設計直接采用負載繞組給控制芯片NCP1351B供電，不需要設計額外的輔助繞組。

應當注意的是，在雙管反激電路中，兩個開關管中間有一個懸浮地，因而不能直接驅動，所以，本設計還在PWM輸出端設計了一個信號耦合變壓器，這樣可用同一個PWM信號來控制兩個MOSFET，使Q1和Q2同時開通和關斷，還可以實現驅動MOSFET信號的隔離。

反饋電流在R19上形成反饋電壓，構成一個完整的閉環電路，使輸出級電壓恒定不變。

電路正常工作時，主電路電流在檢測電阻R1上形成一個負電壓，使芯片的公共端(GND)電位高于接地端，該電壓信號通過由R18、C32組成的低通濾波器，輸入芯片的第3腳，從而檢測到主電路電流的大??；同時該電壓信號通過R16、C28組成的低通濾波器，輸入芯片的第7腳，當該電壓信號過高時，芯片將被鎖定，不再輸出PWM波，從而實現過載和短路保護[5]。

由R12、R17、R1組成的分壓電路，可實現過壓保護。

圖3　控制芯片電路及驅動電路

1.3變壓器參數設計

1.3.1功率計算

輸入電壓即為光伏陣列輸出電壓：80～550 V DC。

輸出有以下幾路：

V+15：300 mA，提供采樣電路霍爾傳感器、運算放大器等的供電電源；50 mA，為芯片NCP1351供電。

V+12：0.6 A，機箱散熱風扇的供電電源；300 mA，3個繼電器的供電電源；400 mA，為Boost電路和全橋逆變電路共5個IGBT的驅動電路供電。

V+7：500 mA，+7V經穩壓芯片TPS5430穩壓，得到+5V，提供串口、CAN總線通信電路的電源；+5 V送入控制板后，再經電源集成芯片產生+3.3 V給DSP供電。

V－12：300 mA，提供采樣電路霍爾傳感器、運算放大器等的供電電源。

上述各路總輸出功率為：

式中：ηest為估計的開關電源效率，此處取80％，實際效率將更高。

平均輸入電流：

式中：下角標nom表示額定值。

在輸入電壓最低時，就可以解出最大的平均輸入電流：依此值可確定變壓器一次側導線尺寸。輸入峰值電流：

1.3.2變壓器磁芯及繞組設計

首先根據設計要求，選擇MnZn功率鐵氧體材料TP4，該材料主要用于開關電源變壓器及傳輸高頻功率器件。

因為本文設計的電源功率小于30 W，選擇磁芯型號為EI28A，可滿足要求。

要使變壓器可靠工作，就要使磁芯工作在單象限的場合，需要加氣隙。

在開關管導通期間，可將一次繞組視為一個電感，電流與時間成線性關系：

式中：Ton=Dmax/f，f=30 kHz。

由此可計算出一次繞組的最大電感：

變壓器最大連續輸出功率：

Pin(core)大于Pout，滿足負載所需的最大功率。氣隙的長度可以用下式近似計算：

式中：Ae為有效磁芯面積，Ae=89×10－6m2；Bmax為最大工作磁芯密度，TP4型鐵氧體材料的飽和磁通密度，在25℃時為510 mT，在100℃時為390 mT，為確保變壓器在工作時不出現磁飽和，取Bmax=300×10－3T。

計算結果為磁路間隙的總和，對于EI型磁芯，通常加入一定厚度的電工絕緣紙來形成氣隙，絕緣紙的厚度應為氣隙長度的一半，即：

則一次繞組的匝數為：

為了便于計算，取50匝。

輸出最大功率時的二次繞組匝數，可用下式計算：

式中：Vfwd為二次側整流二極管的正向導通壓降，這里采用肖特基二極管SS210，Vfwd＝0.85 V。

可求得各繞組的匝數分別為：

在磁芯允許的范圍內取最接近的整數：N+15=10，N+12=8， N+7=5，N-12=8。

為減少漏感，繞制變壓器時可采用“夾層繞法”，將一次繞組的一半繞在最里，另一半繞在最外層，二次繞組夾在這兩層中間。二次繞組采用“堆疊式繞法”，將+15、+12和+7 V三個繞組堆疊繞制，高壓繞組疊加在低壓繞組上面，低壓繞組可分擔高壓繞組的負載電流。

一次側電流有效值的最大值Irms可由Ipk和Dmax求得：

二次側各繞組電流有效值的最大值即為設計電流，分別為0.35、1.3、0.5、0.3 A。將+15、+12和+7 V三個繞組堆疊繞制，于是，這三個繞組中電流有效值的最大值分別為0.35、1.65、2.15 A，而－12 V繞組的電流不變。

電流密度取6 A/mm2，查表得一次側和二次側各繞組漆包線尺寸分別為f0.41、f0.29、f0.62、f0.72，f0.29 mm。太粗的漆包線會造成繞制困難，可采用多股細導線，這里采用如下方案：2股f0.3mm、1股f0.3 mm、4股f0.3 mm、6股f0.3 mm、1股f0.3 mm。

繞制時，從里到外，按圖4中N1～N6的順序繞制。

圖4　變壓器內部結構示意圖

2 實驗

為驗證本文分析的過程，設計如下實例，其主要參數為：輸入電壓為三相380 V AC經三相可調整流模塊整流后的直流電壓，范圍為80～550 V；輸出電壓為+15、±12、＋7 V共4路，總計功率為28 W，開關管驅動變壓器磁芯選用錳鋅鐵氧體PC40，開關管選用東芝2SK2608，鉗位二極管選用US1M。

圖5為在額定負載時，各路輸出電壓在不同輸入電壓下的變化圖。由圖5可見，當輸入電壓在80～550 V DC范圍內變化時，輸出電壓非常穩定。

圖5　輸入輸出電壓關系

圖6中，輸入電壓為200 V的情況下，(a)為上開關管及驅動信號波形，開關管兩端電壓峰值約為80 V；(b)為下開關管及驅動信號波形，開關管兩端峰值約200 V。由(a)、(b)兩圖可明顯看出，由于鉗位二極管的存在，開關管的電壓峰值低于輸入電源電壓。(c)為采樣電阻電壓及下開關管驅動信號波形；采樣電阻兩端的電壓峰值約為1 V，即為原邊電流波形，原邊電流的尖峰是由副邊二極管的反向恢復過程所引起的。另外，電路的分布參數和管子的性能差別，引起上下管開關過程中振蕩的大小不同。當電路工作于不連續模式時，開關管死區期間會出現高頻振蕩，這是因為開關管的結電容與變壓器漏感形成了振蕩回路，對電源的性能影響不大，可不考慮。

經實驗測量，電源的效率：輕載時為79％，二分之一負載時為85％，額定負載時為91％。

圖6　雙管反激式變換器主要實驗波形

3 結論

實驗結果證明：該輔助電源的輸入電壓范圍寬，從直流80～550 V均能正常工作；當輸入電壓發生較大的波動，以及負載發生較大的改變時，它的多路輸出電壓均能很好地保持穩定。雙管反激的拓撲既保留了反激電路的優點，又擴大了開關管的選擇范圍，增加了系統的可靠性，鉗位二極管能將變壓器漏感能量回饋給電源端，還省去了主開關管的緩沖器，提高了系統效率。芯片NCP1351B良好的控制性能和完善的保護功能，使該電源的負載效應小、穩壓精度高、輸出峰峰雜音小。該電路非常適合輸入電壓峰值高且變化范圍大的中小功率場合。

[1]PRESSMAN A I,BILLINGS K,MOREY T.Switching Power Supply Design[M].3rd Edition.New York：McGraw-Hill Professional, 2009.

[2]LIN G,SU C.雙管反激式拓撲應對未來開關電源設計挑戰[J].今日電子，2012(10)：28-31.

[3]封心歌.高壓雙管反激變換器的設計[J].現代雷達，2004(6)：57-62.

[4]甘穎，黃建國，程玉華，等.一種寬輸入雙管反激式開關電源的設計[J].電子元器件應用，2010(11)：62-64.

[5]胡葉容，吳朋，周建芳，等.基于NCP1351B的腦電采集儀的電源設計與研究[J].嵌入式技術，2008(8)：22-24.

Design of PV grid-connected inverter auxiliary power based on NCP1351B

JIANG Xiao-ming,ZENG De-zhi,HUANG Dan,ZHAO Ji-jian
(Guangdong Institute of Automation,Guangzhou Guangdong 510070,China)

Design of auxiliary power was applied to photovoltaic(PV)grid inverter of DSP control.To satisfy multiple output,wide input voltage range(80V～550VDC),stable and reliable,high efficiency requirements,a double tube flyback type switch power supply based on NCP1351B was taken.The design process and parameter calculation method of switch power supply were introduced,and the double tube circuit exchange catastrophe,multiple output transformer,feedback circuit and voltage stabilizing circuit design were discussed.This Design was used in photovoltaic inverter and running stable and reliable.The validity of the design method was proved by experimental results.

switching power supply;double switch flyback converter;variable off time PWM controller;NCP1351B

TM 464

A

1002-087 X(2016)01-0141-03

2015-06-15

蔣曉明(1973—)，男，湖南省人，博士，副研究員，主要研究方向為電力電子技術。