1.2MV·A混合鉗位五電平變流模塊的結構布局優化和疊層母排設計

董玉斐 羅皓澤 楊賀雅 何原明 李武華 何湘寧

（浙江大學電氣工程學院 杭州 310027）

1.2MV·A混合鉗位五電平變流模塊的結構布局優化和疊層母排設計

董玉斐 羅皓澤 楊賀雅 何原明 李武華 何湘寧

（浙江大學電氣工程學院 杭州 310027）

多電平技術是高壓大功率變流器的主要解決方案之一，由于電容電壓平衡及母排設計等技術問題的限制，三電平以上的二極管鉗位型NPC多電平系統在工業中應用較少。為了促進具有電容電壓自平衡能力的混合鉗位五電平拓撲的大功率工業應用，針對混合鉗位五電平電路三相1.2MV·A應用要求，進行了單相變流模塊的結構布局和疊層母排設計。首先研究了該拓撲沖擊電流產生的根本原因及抑制方法，提出沖擊電流抑制對于結構布局的要求；其次，結合沖擊電流抑制及NPC四電平電路對稱性特點，對混合鉗位五電平拓撲大功率應用的結構布局方式進行了工程設計；最后，在該布局方式下結合NPC四電平拓撲的換流特點，通過Ansoft Q3D軟件進行了疊層母排的連接設計。最終研制出單相400kW變流模塊，測試結果表明其符合設計要求。

大功率變流模塊 混合鉗位五電平 結構設計 疊層母排

0 引言

多電平技術是高壓大功率變流器的最主要解決方案之一[1-4]。其不僅解決了變流器輸出電壓高與功率半導體器件耐壓低之間的矛盾，并且提高了變流器的等效開關頻率，降低了輸出電壓THD，減小了輸出濾波器的成本及體積；相對于同等電壓等級下的兩電平變流器，多電平變流器的dv/dt大大減小，可以有效地防止電機轉子繞組絕緣擊穿，改善了裝置的電磁干擾特性。

二極管鉗位多電平和級聯型多電平是目前中壓傳動領域應用最為廣泛的兩類多電平拓撲。因為電容電壓平衡問題，二極管鉗位型應用多為三電平拓撲，輸出電壓等級一般為 4.16kV及以下[5,6]。而級聯型多電平電路需要多個獨立的直流電源，增加了系統體積及復雜度，并限制了其在背靠背系統中的應用[7]。文獻[8]提出的混合鉗位五電平拓撲解決了二極管鉗位多電平電路的電容電壓平衡問題，提高了電壓輸出等級，便于四象限運行。文獻[9-11]分別對該混合鉗位五電平的調制方式、整流應用及沖擊電流抑制方法進行了研究。該拓撲在小功率樣機實現效果良好，但若推廣到大功率應用則面臨諸多挑戰。因為對混合鉗位五電平拓撲的結構布局和母排設計而言，其不僅要減小電路中的雜散電感及解決高頻電流電容組內的分布不均問題[12]，而且要兼顧該拓撲的沖擊電流抑制。高頻電流分布不均、沖擊電流以及雜散電感導致的電壓過沖均嚴重威脅變流器的安全穩定運行[13]。鑒于本拓撲為多電平電路，參與換流過程的功率器件數目較多，結構布局對于母排設計結果更有重要影響，因此如何優化變流模塊結構布局和母排設計，同時確保沖擊電流的有效抑制是該拓撲在大功率應用中的核心技術。

本文從混合鉗位五電平電路沖擊電流產生的機制入手，分析了不同結構布局下電感元件對于變流器性能的影響，確定一種便于沖擊電流抑制及母排設計的結構布局方式。進而根據該結構布局的特點，重點對其中的 NPC四電平拓撲的疊層母排進行了優化設計。最終研制出單相400kV·A混合鉗位五電平變流模塊，且實驗表明設計結果良好。

1 混合鉗位五電平工作原理分析及變流模塊參數設計

1.1混合鉗位五電平拓撲的工作原理

圖1為混合鉗位五電平單相拓撲。與傳統二極管鉗位五電平拓撲相比，靠近母線電容Cd1～Cd4的6個鉗位二極管由鉗位開關管 Sc1～Sc6代替，在相鄰的兩個鉗位開關管Sc1和Sc2、Sc3和Sc4、Sc5和Sc6兩端并聯鉗位電容 Cc1～Cc3，以實現電壓鉗位及電容電壓自平衡。圖中 Sa1～Sa8為主開關管，用以實現期望的電壓輸出。

電容電壓自平衡功能是通過鉗位開關管 Sc1～Sc6和鉗位電容 Cc1～Cc3實現的。根據文獻[7]中的開關規則，Sa1導通時，Sc2、Sc4和Sc6同時導通，則鉗位電容Cc1～Cc3分別與母線電容Cd1～Cd3并聯，故有 UCd1=UCc1、UCd2=UCc2及 UCd3=UCc3；當 Sa1關斷時，Sc1、Sc3和Sc5同時導通，此時鉗位電容Cc1～Cc3分別與母線電容Cd2～Cd4并聯，因此UCd2=UCc1、UCd3=UCc2及UCd4=UCc3， 由 此 可 得UCd1= UCd2=UCd3=UCd4。因此對于該拓撲只要保證每個開關周期內 Sa1開關一次即可實現直流母線側電容的電壓平衡，電壓自平衡原理如圖2所示。

圖1　混合鉗位五電平單相拓撲Fig.1 Hybrid clamped 5-level topology (one phase)

圖2　電壓自平衡原理示意圖Fig.2 Self-balance mechanism of DC voltage

1.2變流模塊的參數設計

對于三相混合鉗位五電平而言，除直流母線電容三相共用之外，每一相橋臂其他元器件均為各相獨立且易于模塊化設計。因此三相1.2MV?A混合鉗位五電平變流模塊的關鍵在于單相400kV?A變流模塊的設計，該單相變流模塊的參數見表1。

表1　單相變流模塊的相關參數Tab.1 Parameters of one phase converter module

2 結構布局對變流器性能的影響分析

2.1沖擊電流產生原因

混合鉗位五電平拓撲的電容電壓平衡通過母線電容與鉗位電容并聯實現。雖然理論上通過電容并聯必然可以實現電壓平衡，但兩個電壓不相等的電容并聯必然產生電流沖擊，并且輸出功率越大沖擊電流越大。因此對于大功率應用而言，沖擊電流的產生原因及影響必須進行分析。圖3表示任意一個開關狀態中一對并聯電容的等效電路，為了方便理解，以Cd1與Cc1的并聯情況為例進行分析。其中功率器件等效為理想元件，Lr與Rr為并聯電路中等效的電感與電阻，v1、v2、v3和 v4分別代表母線電容電壓、電阻電壓、電感電壓和鉗位電容電壓，i為電路中的沖擊電流，則根據基爾霍夫電壓、電流定律得

圖3　并聯電容等效電路Fig.3 Equivalent circuit of parallel capacitors

該電路模態初始時刻各元件的狀態為求解微分方程的初始條件，則求解微分方程可得

式中，參數A、A′、a和ω 分別為

高頻大幅值的沖擊電流不僅易導致鉗位 IGBT模塊的過電壓和過電流，而且易引起電容組的發熱不均、等效容值降低等問題，降低變流模塊的可靠性。因此400kV·A變流模塊的結構布局設計必須能夠對沖擊電流進行抑制，并且最大程度減小沖擊電流對變流模塊的影響。

2.2結構布局對變流模塊性能的影響分析

根據上節的分析，為了減小本拓撲電壓平衡過程中引起的沖擊電流，需在該電路拓撲中引入較大的電感。然而對于電力電子電路而言，應該盡量減小換流回路中的雜散電感，以降低功率器件的關斷電壓過沖。

圖4為加入緩沖電感的混合鉗位五電平電路，其中+2、+1、0、-1、-2代表五個電平輸出，每個電平幅值為 Vdc，Ls1代表加在鉗位電容 Cc1～Cc3與鉗位IGBT Sc1～Sc6之間的4個緩沖電感，s1L′代表加在母線電容Cd1～Cd4與鉗位IGBT之間的3個緩沖電感。為了限制沖擊電流，緩沖電感可以只加在Ls1位置或只加在s1L′位置或 Ls1及s1L′均加入緩沖電感。當變流器向外輸出電流電平由+2向+1跳變時，換流回路如圖中點劃線框所示，不論緩沖電感處于Ls1還是s1L′所示位置，其均處于換流回路中，換流電流導致電感上產生感應電壓ΔV=Lsdi/dt，因此Sa1的關斷電壓為 Vdc+ΔV。從而引起 Sa1過電壓，故該種結構布局方式不適合實際的大功率應用。

圖4　加入緩沖電感的原始布局換流示意圖Fig.4 Commutation mechanism after utilizing buffer inductance in the original lay out

通過上述的討論可知，緩沖電感處于換流回路中是引起部分器件產生過電壓，變流模塊可靠性降低的根本原因。通過調整功率器件的位置，結合緩沖電感的合理布局可以實現緩沖電感不在換流回路中的目標，如圖5所示。新的結構布局把圖4中所示的Sa1與Sa8移至鉗位IGBT側，緩沖電感在鉗位IGBT與鉗位電容之間。在該結構布局下，該拓撲可等效為電容電壓自平衡電路和 NPC四電平電路的組合。NPC四電平電路負責電平輸出產生，其器件動作規律與傳統四電平相同。而電容電壓自平衡電路負責電容電壓自平衡，其橋臂鉗位 IGBT任意相鄰的兩個互補工作。根據文獻[11]可知，該拓撲在任意兩個相鄰模態轉換過程中只有一對互補的開關器件動作，存在電容電壓自平衡電路內的器件互補動作NPC四電平電路狀態不變，或者NPC四電平內器件互補動作電容電壓自平衡電路狀態不變兩種情況。因此每一次模態轉換對應的換流回路只包含在電容電壓自平衡電路內部或 NPC四電平電路內部，其各自的換流回路不包含緩沖電感Ls1～Ls4，因此換流回路中雜散電感引起的電壓過沖只取決于電容電壓自平衡電路與 NPC四電平電路的母排設計情況，而與緩沖電感 Ls1～Ls4的大小無關。綜上所述，圖5所示的結構布局方便加入緩沖電感進行沖擊電流抑制，同時緩沖電感不會引起元器件的電壓過沖，適合大功率應用。

圖5　適合大功率應用的結構布局Fig.5 Layout designed for high power application

2.3高頻電流的工程抑制方法

對于混合鉗位五電平而言，高頻電流包括換流過程產生的電流和沖擊電流兩部分。高頻電流不僅易造成功率器件過壓而且易造成電容組發熱不均，降低電容的壽命，另外大的沖擊電流容易造成功率器件過電流損壞。對于高頻電流造成的電容組發熱不均，首先對于電容之間的連接采用母排設計，減小電容之間寄生電感，減小高頻電流在電容組之間的不均衡程度。其次在電容組靠近功率器件一側加裝吸收電容，減小流經電容組的高頻電流總量，如圖5所示。為了抑制沖擊電流，緩沖元件采用純電感抑制。為了減小電感體積及其EMI干擾，緩沖電感采用鐵心電感。

3 疊層母排工程化設計

疊層母排設計可以有效地減小回路的雜散電感，是大功率變流模塊設計的關鍵。對于混合鉗位五電平變流模塊而言，母排設計包括電容電壓自平衡電路母排設計和 NPC四電平電路母排設計兩部分。電容電壓自平衡電路的換流回路與兩電平類似，其結構布局及母排設計可參照兩電平母排設計[14]。下面重點介紹NPC四電平的疊層母排設計。

3.1NPC四電平電路的換流特性分析

由文獻[15]可知：對于NPC四電平而言，其電路模態共有四種。圖6中+2～?1代表NPC輸出的四個電平，每種電平對應一個電路模態，①～⑩代表功率器件之間的連接銅排，定義圖中變流器向外輸出電流的方向為電流正方向。對NPC電路而言，同一個電路模態，其輸出電流方向正負不同時，電流通過的路徑不同。例如圖6中虛線所示為電路模態為0電平時兩種電流輸出路徑。據此可知NPC四電平共有6個不同的換流回路，12種不同的換流模態。每種換流模態所對應的器件動作情況及高頻電流所流經的換流回路見表2。

圖6　NPC四電平拓撲Fig.6 NPC 4-level topology

表2　NPC四電平的換流特性Tab.2 Commutation characteristics of NPC 4-level

（續）

3.2NPC四電平功率器件的布局設計

根據表2中各換流回路流經的功率器件及銅排，并對照圖6可知換流回路Ⅰ與換流回路Ⅵ關于銅排⑦對稱，換流回路Ⅱ與換流回路Ⅴ及換流回路Ⅲ與換流回路Ⅳ亦關于銅排⑦對稱。進一步觀察可以發現功率器件Sa1與Sa6、Sa2與Sa5及Sa3與Sa4也關于銅排⑦所在的軸線對稱，因此四電平拓撲進行布局設計時功率半導體器件按照電路連線⑦的對稱形式擺放。對稱的器件布局有利于簡化多電平的母排設計，便于母排走線，最終NPC四電平的器件布局如圖7所示。

圖7　NPC四電平的結構布局Fig.7 Placement of power devices in NPC 4-level

3.3疊層母排的連接設計

連接設計與母排能否良好疊層直接相關，而通過母排設計使每個換流回路均實現良好疊層是有效減小其雜散電感的關鍵[16]。對于兩電平拓撲，器件少母排連線簡單，兩層銅排即可實現拓撲的連接以及各換流回路的有效疊層。多電平拓撲器件較多，銅排走線復雜，很難僅以兩層銅排實現所有回路連接的同時保證各換流回路均有效疊層。故多電平一般采用多層母排連接[17,18]，本拓撲采用四層母排連接。由表2可知，換流回路Ⅱ～Ⅴ均包含銅排⑦，因此對于Ⅱ～Ⅴ四個回路而言，電路連線⑦可作為公共的母線銅排，即對于以上4個換流回路均可以通過將銅排⑦單獨作為一層，將換流回路內除⑦外的其他銅排置于其他層，來實現換流回路的良好疊層。故連線⑦的銅排基本覆蓋整個變流模塊，且位于相對中間位置的第三層，如圖8b所示。對于銅排①⑥、②⑤、③④其分別關于銅排⑦軸線中心對稱，因此其布局如圖8d和圖8a所示，與銅排⑦處于不同層，并關于銅排⑦軸線中心對稱。銅排⑧⑨⑩在上述銅排連接方式確定的前提下，根據器件的布局情況，連接情況如圖8a、圖8c和圖8d所示。

圖8　NPC四電平疊層母排三維結構Fig.8 Four-level NPC lamination structure

最終NPC四電平模塊的設計結果如圖9所示，混合鉗位五電平變流模塊設計結果如圖10所示。

圖9　NPC四電平樣機Fig.9 Prototype of NPC 4-level

圖10　混合鉗位五電平樣機Fig.10 Prototype of hybrid clamped 5-level

4 仿真及實驗結果

因為NPC四電平功率器件多、換流路徑復雜。因此首先通過對變流器的雙脈沖測試[19]驗證其結構及母排設計的性能。

變流器的雙脈沖測試實驗中每個母線電容的電壓為400V，負載電感為1.5mH，負載電流為100A。功率器件Sa3的關斷電壓、電流波形如圖11所示，其關斷電壓過沖為Vov=180V，對應的電流下降時間為T=250ns，則Sa3關斷所在的電流回路Ⅲ寄生電感Lr計算式為

根據式（4）及NPC四電平模塊中其他功率器件的關斷電壓波形，可以計算得到NPC其他換流回路的寄生電感，見表3。由表3可知：除Ⅵ回路測試值偏大之外，其他回路的仿真與實驗結果基本一致，但測試值均大于仿真值。其原因在于測得的回路雜散電感包括：母排的雜散電感、IGBT及二極管模塊內的電感及連接處的電感三部分。在通過仿真計算回路總電感時，母排電感由Ansoft軟件仿真得到，功率模塊內的電感參考器件手冊，連接處電感取為經驗值。因該母排安裝點較多且缺少安裝經驗，故連接處的實際電感偏大，而且測量值相對計算值偏大，Ⅵ回路誤差偏大主要因為安裝接觸面太小。雖然如此測得的回路電感值仍然滿足本NPC四電平變流模塊設計中母排的技術指標。

圖11　Sa3的關斷電壓、電流波形Fig.11 Turn-off current and voltage waveforms of Sa3

表3　NPC四電平回路雜散電感實驗與仿真對比Tab.3 Comparison between experiment and simulation

本樣機在母線電壓為 2 000V的情況下進行了電抗負載實驗。其輸出電壓、電流波形如圖12所示，輸出電流峰值為100A。該工況下各個功率器件的最高電壓過沖在 200V以內，由此可見緩沖電感的引入未造成變流器內部器件電壓過沖的增加。

圖12　電感負載電壓、電流輸出波形Fig.12 Output waveforms of inductance load

5 結論

本文針對混合鉗位五電平拓撲 1.2MV·A大功率應用場合，進行了單相變流模塊的結構布局優化及疊層母排設計。該拓撲無需復雜控制算法即可實現電容電壓任意負載情況下自平衡。本文首先研究了該拓撲大功率應用中沖擊電流問題產生的原因及抑制方法，其次結合便于沖擊電流抑制及母排設計的原則進行了拓撲結構布局的工程優化設計，最后以四電平電路為例進行了多器件、復雜換流回路的多電平拓撲疊層母排設計，研制出一臺單相 400kV·A混合鉗位五電平變流模塊。最終通過雙脈沖測試及電感性負載測試驗證了設計結果。

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Engineering Design for Structure and Bus Bar of 1.2MV·A Hybrid Clamped Five-Level Converter Module

Dong Yufei Luo Haoze Yang Heya He Yuanming Li Wuhua He Xiangning
（College of Electrical Engineering Zhejiang University Hangzhou 310027 China）

Multilevel is a key technology to high power converters. Limited by the technical problems such as DC voltage unbalance and bus bar design, only the NPC three-level is widely used in industry for neutral point clamped multilevel topology. The hybrid clamped five-level is a novel topology in which DC voltage can be self-balanced. To promote this topology’s application, engineering design for structure and bus bar of a 1.2MV·A converter module is discussed in this paper. The mechanism and limitation methods of the surge current in this topology are first studied. Then the structure and layout design are carried out following the principle that surge current is easy to restrain and bus bar is easy to design. Finally the laminated bus bar is presented and simulated through Ansoft Q3D, and the 400 kW one phase prototype is completed. Consequently, the experimental results have verified the structure and bus bar.

High power converter module, hybrid clamped 5-level, structure design, bus bar

TM46

董玉斐 男，1990年生，博士研究生，研究方向為多電平技術及其應用。

E-mail: dyf_school@zju.edu.cn（通信作者）

羅皓澤 男，1986年生，博士研究生，研究方向為大功率 IGBT測試及失效分析。

E-mail: luohaoze@163.com

國家重點基礎研究發展計劃（973計劃）項目子課題（2014CB-247400）和國家自然科學基金（51490682）資助項目。

2014-04-22 改稿日期 2015-07-06