電容鉗位多電平逆變器的新型相移空間矢量控制*

蔡智林，　侯　濤

(蘭州交通大學 自動化與電氣工程學院，甘肅 蘭州　730070)

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電容鉗位多電平逆變器的新型相移空間矢量控制*

蔡智林，侯濤

(蘭州交通大學 自動化與電氣工程學院，甘肅 蘭州730070)

針對電容鉗位多電平逆變器傳統載波相移PWM方法的線電壓諧波高、電容電壓不易穩定控制、電壓利用率較低等問題，提出了一種新型相移空間矢量調制(PS-SVPWM)策略。將傳統PS-SVPWM引入到多電平電容鉗位逆變器中，雖然提高了電壓利用率，平衡了電容電壓，但不能有效降低線電壓諧波；對空間矢量調制中的三角載波進行改進，提出了新型PS-SVPWM策略。該方法在具備以上優點的基礎上，有效降低了線電壓諧波。以三電平電容鉗位逆變器為例，詳細闡述了新型相移空間矢量控制策略的調制原理，對于多電平電容鉗位型逆變器，只需分層調制，省去大量的扇區劃分和數學計算。以電容鉗位三電平和五電平逆變器為例進行仿真驗證，結果證明了該調制策略的正確性和有效性。

電容鉗位； 多電平逆變器； 新型相移空間矢量調制； 電容電壓； 線電壓諧波

0　引　言

多電平逆變器作為一種適用于高壓、大功率能量變換的電力電子裝置，近年來在工業領域得到了越來越多的應用。目前，應用比較成熟的多電平逆變器拓撲主要有三類[1-3]： 二極管鉗位型、電容鉗位型和級聯型。其中，電容鉗位型相比二極管鉗位型省去了大量二極管，損耗小，效率高；相比級聯型則省去了較多直流電源，更加經濟，并具有大量的開關狀態組合冗余，易于向更多電平拓展[4-5]。

多電平逆變器常用的調制方法主要有載波交疊PWM(Carrier Overlapping PWM， COPWM)[6]、混合載波PWM[7]、相移載波PWM(Phase Shift PWM, PSPWM)[8]等。為平衡鉗位電容電壓，只有PSPWM適用于電容鉗位多電平逆變器，但線電壓諧波較大。近年來，國內外對于電容鉗位型多電平逆變器的調制方法進行了較多研究。文獻[9-10]提出了一種可以自動平衡電容電壓的載波PWM方法；文獻[11-12]通過對COPWM方法進行改進，降低了線電壓諧波，并平衡了電容電壓。但以上調制方法的電壓利用率較低，實現較為復雜。文獻[13]提出了電容鉗位三電平逆變器的空間矢量算法，但需要劃分27個扇區和大量的三角函數計算，對于三電平以上的電容鉗位型逆變器計算更為復雜。

針對以上問題，本文提出了一種適用于多電平電容鉗位逆變器的新型相移空間矢量調制(Phase Shift Space Vector Modulation, PS-SVPWM)策略，通過空間矢量脈寬調制(Space Vector Pulse Width Modulation, SVPWM)提高了電壓利用率；通過相移載波，很好地平衡了鉗位電容的電壓；又通過對載波進行改進，有效降低了線電壓諧波。該方法采用兩電平SVPWM實現多電平控制，無需復雜的劃分扇區和三角函數計算，應用靈活，實現簡單。仿真結果證明了該方法的正確性。

1　電容鉗位三電平逆變器的工作原理

新型PS-SVPWM算法適用于多電平的電容鉗位逆變器。為便于分析，此處以電容鉗位三電平逆變器為例進行闡述。圖1為電容鉗位三電平逆變器單橋臂電路四種工作狀態的電流流通路徑。電路正常工作時，鉗位電容的電壓必須始終保持在Udc/2，開關Sa1、Sa4工作狀態互補，開關Sa2、Sa3工作狀態互補。以1表示開關導通，0表示開關關斷，不同開關狀態對應的輸出相電壓如表1所示。開關Sa1、Sa2導通時，輸出相電壓為Udc/2，用“P”表示，無電流流過鉗位電容，電容電壓不變；開關Sa3、Sa4導通時，輸出相電壓-Udc/2，用“N”表示，無電流流過鉗位電容，電容電壓不變；開關Sa1、Sa4導通時，輸出相電壓為0，用“O+”表示，有正向電流流過鉗位電容，電容充電；開關Sa2、Sa4導通時，輸出相電壓為0，用“O-”表示，有負向電流流過鉗位電容，電容放電。只有在一個開關周期內，鉗位電容充放電相等，才能保證電容電壓平衡，逆變器才可以正常工作。

圖1　電容鉗位三電平逆變器工作狀態

輸出電壓開關狀態Sa1Sa2Sa3Sa4Udc/2(P)11000(O+)10100(O-)0101-Udc/2(N)0011

2　新型PS-SVPWM

2.1新型PS-SVPWM原理

傳統PS-SVPWM常用于級聯型多電平H橋逆變器，利用兩電平SVPWM和載波移相，生成控制多個H橋級聯單元的PWM波，通過輸出相電壓的相互疊加得到多電平輸出，易于數字化實現，便于向多電平拓展[14-15]。本文利用以上思想，首先將傳統相移空間矢量引入到電容鉗位多電平逆變器中，試驗發現該方法平衡了鉗位電容電壓，提高了電壓利用率，但不能有效抑制線電壓諧波；故又對三角載波進行修改，用鋸齒載波代替三角載波，得到適用于電容鉗位型逆變器的新型PS-SVPWM。新調制方法具備載波相移調制和SVPWM兩種調制技術的優點，可以大大簡化計算，并且可以平衡鉗位電容的電壓，提高電壓利用率，降低線電壓諧波。

電容鉗位三電平逆變器的電路拓撲如圖2所示。新型PS-SVPWM采用分層調制，首先，定義Sa1，Sa4，Sb1，Sb4，Sc1，Sc4為外層開關，如圖2虛線框外所示；Sa2，Sa3，Sb2，Sb3，Sc2，Sc3為內層開關，如圖2虛線框內所示。外層的6個開關和內層的6個開關分別采用兩個兩電平的SVPWM，即外層SVPWM和內層SVPWM分別控制外層的6個開關和內層的6個開關。

圖2　電容鉗位三電平逆變器拓撲

對于傳統PS-SVPWM，外層SVPWM采用原始的三角載波，內層SVPWM采用的三角載波相比原三角載波相移Ts/2。Ts為三角載波周期，即開關周期。對于新型PS-SVPWM，只需將三角載波替換為鋸齒載波即可。

N電平電容鉗位逆變器，需對N-1層開關分別采用兩電平空間矢量逐層調制，從外層到內層，三角載波依次相移Ts/(N-1)個周期。

電容鉗位三電平逆變器的PS-SVPWM的具體原理如圖3所示。與兩電平SVPWM不同的是U1，U2，U3，U4，U5，U6為“虛擬”出的6個電壓矢量，構成兩電平SVPWM的6個扇區。通過兩電平SVPWM結合相移載波，以合成圓形磁鏈為目的，控制逆變器工作。以第一扇區為例，Uref1為外層空間矢量參考電壓，Uref2為內層空間矢量參考電壓，Uref1和Uref2的模值相等，參考電壓矢量從外層到內層依次相移λ，相移角度的大小λ=100πTs/(N-1)。依據兩電平SVPWM原理對Uref1進行分析(Uref2的分析與Uref1同理)，設T1、T2、T0分別為有效矢量U1、U2和零矢量U0或U7在一個開關周期Ts內的作用時間，有：

(1)

圖3　內層外層參考電壓矢量圖

其中：M=|Uref|/(Udc/2)，為調制比。

由參考電壓矢量在線性調制區的約束條件可得

T1+T2≤Ts

(2)

(3)

通過PS-SVPWM，使驅動逆變器各層開關的PWM波發生一定的相位差，實現逆變器鉗位電容的電壓平衡和多電平輸出。對于兩層開關的電容鉗位逆變器，相電壓可輸出3個電平，線電壓可輸出5個電平；對于有n層開關的電容鉗位逆變器，輸出相電壓和線電壓電平個數分別為N=n+1和N=2n+1。

2.2電容電壓控制及諧波分析

電容鉗位型三電平逆變，對鉗位電容的電壓平衡能力要求較高，需嚴格保證電容電壓穩定在Udc/2，否則將導致開關器件電壓應力不均，諧波含量增加，電容電壓嚴重不平衡時，逆變器將不能正常工作。因此，采用PS-SVPWM，鉗位電容的電壓平衡條件為在一個開關周期Ts內電容的充放電時間相等，即

Tc=Td

(4)

式中：Tc——電容充電時間；

Td——電容放電時間。

傳統PS-SVPWM的相移載波采用三角載波，通過對三角載波進行相移，可以平衡鉗位電容電壓，但簡單地把它引入到電容鉗位型逆變器中，并不能抑制線電壓諧波，線電壓諧波依然較大，對濾波器要求較高，并且輸出線電壓諧波過高也會嚴重影響逆變器負載的運行質量。因此，對三角載波進行修正，將三角載波替換為鋸齒載波，這樣不但可以很好地平衡鉗位電容的電壓，而且有效減小了線電壓諧波。

(1) 鉗位電容電壓的平衡控制原理。傳統PS-SVPWM切換時間Tcm與三角載波比較，得到的每個開關周期的PWM波如圖4(a)所示；新型PS-SVPWM切換時間Tcm與鋸齒載波比較，得到的每個開關周期的PWM波如圖4(b)所示。圖4(a)和圖4(b)中鉗位電容的充電狀態“O+”和放電狀態“O-”的作用時間相等，即Tc=Td，所以采用相移載波。每個開關周期鉗位電容充放電一次，電容電壓可保持穩定，且開關頻率越高，電容電壓越穩定。

圖4　相移空間矢量PWM波

(2) 線電壓諧波抑制原理。由于三角載波與鋸齒載波的幾何形狀不同，在相移空間矢量的調制過程中，三相逆變器必然會表現出不同的線電壓諧波性能。圖5中，切換時間Tacm、Tbcm分別控制A相與B相的PWM波的生成，UAN、UBN分別為逆變器輸出相電壓電平，UAB為逆變器輸出線電壓電平。抑制線電壓諧波的原理是，在每一開關周期，逆變器相鄰兩相的輸出相電壓電平不產生交疊。

Tcm位于載波“上半部分”，逆變器輸出相電壓電平“O+”、“O-”、“N”；Tcm位于載波“下半部分”，逆變器輸出相電壓電平“O+”、“O-”、“P”。逆變器輸出線電壓：

UAB=UAN-UBN

(5)

采用三角載波的傳統PS-SVPWM逆變器輸出線電壓如圖5(a)所示；采用鋸齒載波的新型PS-SVPWM逆變器輸出線電壓如圖5(b)所示。比較圖5(a)和圖5(b)，采用三角載波相移的傳統SVPWM，其逆變器輸出線電壓UAB發生了交疊；而鋸齒載波相移的新型SVPWM，逆變器輸出線電壓UAB沒有產生交疊，因此，可有效抑制線電壓諧波。

圖5　三角波與鋸齒波調制輸出線電壓

3　仿真與結果分析

為證明所提新型PS-SVPWM在電容鉗位型逆變器中應用的正確性和有效性，在MATLAB中建立了三電平電容鉗位逆變器的相移載波調制、傳統PS-SVPWM和新型PS-SVPWM的仿真模型；為進一步證明新型相移空間矢量在多電平電容鉗位逆變器中的可行性，又建立了采用新型調制策略的電容鉗位五電平逆變器的仿真模型。具體仿真參數如下： 直流輸入電壓Udc=400V，開關頻率取f=2000Hz，鉗位電容C=500μF，濾波電感L=8mH，采用純阻性負載R=20Ω。仿真結果如圖6～圖9所示。

圖6　M=1，三電平電容鉗位逆變器傳統PSPWM輸出電壓波形

圖7　M=1.15，三電平電容鉗位逆變器傳統PS-SVPWM輸出電壓波形

圖8　M=1.15，三電平電容鉗位逆變器新型PS-SVPWM輸出電壓波形

圖6為三電平電容鉗位逆變器傳統PSPWM的輸出電壓波形，調制比取最大值M=1。圖7和圖8分別為傳統PS-SVPWM和新型PS-SVPWM的輸出電壓波形，最大調制比可取到M=1.15。對比圖6(a)、圖7(a)和圖8(a)，傳統PSPWM與傳統PS-SVPWM的線電壓諧波均出現電平層的

相互交疊，諧波較大；而新型PS-SVPWM的線電壓波形無交疊，更趨近于正弦波，諧波較小。對比圖6(b)、圖7(b)和圖8(b)，傳統PSPWM的逆變器輸出相電壓的最大值約為200V，而傳統PS-SVPWM和新型PS-SVPWM的逆變器輸出的相電壓最大值可取得約230V，提高了電壓利用率。圖8(c)為鉗位電容的電壓波形，電壓穩定在200V，只有約±0.4V波動，電容電壓穩定度較高。因此，對于電容鉗位的三電平逆變器，傳統PS-SVPWM相比傳統的PSPWM有較大優勢，而新型PS-SVPWM的優勢更加明顯。

圖9　M=1.15，五電平電容鉗位逆變器新型PS-SVPWM

圖9為調制比取最大值M=1.15，采用新型PS-SVPWM的五電平電容鉗位逆變器輸出波形。圖9(a)為逆變器輸出線電壓，共9個電平；圖9(b)為濾波后，逆變器輸出相電壓，約230V；圖9(c)為其中一個逆變橋臂上的三個鉗位電容的電壓波形，從內層到外層，三個鉗位電容的電壓依次穩定在100、200、300V附近，電壓波動約±0.5V?？梢?，所提出的新型PS-SVPWM算法，在更多電平的電容鉗位型逆變器調制中，同樣具有良好的性能。

4　結　語

本文把傳統PSPWM與SVPWM結合，首次提出將傳統PS-SVPWM引入到多電平電容鉗位的逆變器中。該方法平衡了電容電壓，提高了電壓利用率；其次又對SVPWM中的三角載波進行修正，采用鋸齒載波，進一步提出了適用于電容鉗位型逆變器的新型PS-SVPWM。該方法不但可以平衡電容電壓，提高電壓利用率，而且有效抑制了線電壓諧波。新型PS-SVPWM方法，采用兩電平SVPWM，無需過多的劃分扇區和復雜的數學計算，易于實現數字控制。對于三電平以上的電容鉗位逆變器，優勢更為明顯，只需將鋸齒載波相移一定的周期，得到各層開關的驅動信號，進行分層調制，便可得到更多的電平輸出。因此，本文所提出的電容鉗位型多電平逆變器的新型PS-SVPWM方法具有良好的工程實用價值和應用前景，且對動態響應要求較高的電機負載，SVPWM可提高響應速度，減小轉矩脈動，實用性更強。

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New Phase Shift Space Vector Control for Capacitor Clamped Multilevel Inverter*

CAIZhilin,HOUTao

(College of Automation and Electrical Engineering, Lanzhou Jiaotong University, Lanzhou 730070， China)

Aiming at the traditional carrier phase shift PWM method for capacitor clamped multilevel inverter, the line voltage harmonics was high, capacitor voltage was not easy to control stability and low utilization ratio of voltage, a novel phase shift space vector modulation (PS-SVPWM) strategy was proposed. The traditional PS-SVPWM was introduced into the multilevel capacitor clamped inverter, which could improve the voltage utilization and balance the capacitor voltage, but it could not reduce the line voltage harmonics effectively; the carrier of space vector modulation was improved, and a new PS-SVPWM strategy was proposed, which was based on the advantages of the above method and effectively reduced the line voltage harmonics. Taking the three level capacitor clamped inverter as an example, the modulation principle of the new phase shift space vector control strategy was described in detail and just layered modulation for multilevel capacitor clamped inverter, which eliminated a large number of sector division and mathematical calculations. Finally, the simulation model was based on the three level and the capacitor clamped five level inverter, the results showed that the proposed method was correct and effective.

capacitor clamped; multilevel inverter; new phase shift space vector modulation; capacitor voltage; line voltage harmonic

甘肅省自然科學基金項目(1308RJZA116)

蔡智林(1988—)，男，碩士研究生，研究方向為功率變換器控制及應用。

侯濤(1975—)，男，副教授，博士，研究方向為智能控制與智能信息處理。

TM 464

A

1673-6540(2016)08- 0008- 06

2016-01-29