三電平DPWM光伏逆變器的中點平衡控制

龔仁喜，鐘榕蓉，劉　暢，彭立亮

(廣西大學 電氣工程學院， 南寧　530004)

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三電平DPWM光伏逆變器的中點平衡控制

龔仁喜，鐘榕蓉，劉暢，彭立亮

(廣西大學 電氣工程學院， 南寧530004)

傳統中點平衡控制方法運用在三電平DPWM(discontinuous pulse-width modulation)逆變器中會打亂DPWM的箝位區域，從而使DPWM策略失效。針對該問題提出了一種新的中點平衡控制方法。此方法在中點電位波動大于正限值時將距離負電平最近的一相箝位于負電平，在小于負限值時將距離正電平最近的一相箝位于正電平，由此推算出調中點電位時刻應注入調制波的零序電壓分量。搭建Simulink模型及由DSP控制器和Q8構成的半實物仿真實驗平臺，對所提算法分別進行了離線仿真及硬件在環(hardware-in-the-loop,HIL)仿真實驗，證明了所提算法的可行性及有效性。此方法能簡單有效地控制中點電位平衡，無需在每個載波周期都進行復雜的計算即可達到控制目的，同時能確保DPWM低開關損耗的特性。

中點平衡控制；不連續脈寬調制；三電平逆變器；硬件在環仿真

二極管箝位式電路拓撲(NPC)是運用最為廣泛的多電平并網逆變器拓撲。相比傳統兩電平逆變器，NPC逆變器具備du/dt、總諧波畸變率(THD)小、器件電壓應力低的優點，所以更適用于中高壓大功率電能變換和交流驅動場合[1-2]。隨著光伏電站功率的不斷攀升[3]，NPC逆變器將逐漸成為大中型并網光伏逆變器的主流結構。

在電力變換系統中，器件損耗(包括導通損耗和開關損耗)是影響系統效率至關重要的一環，而變換器的開關損耗與具體的調制方式有很大關系，改進調制方式可以在一定程度上減小開關損耗。為此，有學者提出了不連續脈寬調制(discontinuous pulse width modulation，DPWM),將每個開關周期的開關次數降低到連續調制(continuous pulse width modulation， CPWM)時的2/3，大大地降低了開關損耗。相較于CPWM，在開關頻率相同情況下，DPWM可使開關損耗降低1/3[4]。在中高壓功率變換要求開關頻率較低的場合，若保證與CPWM相同的開關損耗，DPWM可將開關頻率提高50%，因而可降低濾波器設計難度和成本，減小體積，同時提升系統動態性能。近年來，越來越多的研究將DPWM運用到三電平的功率變換器中[5-10]。

雖然將三電平DPWM運用到NPC光伏逆變器中既能提高系統效率又可改善系統性能，但其固有的中點電位不平衡問題仍然存在，若不加以控制，會對輸出電壓及電流產生較嚴重的負面影響[11]。目前， 基于CPWM的NPC逆變器中點平衡方法主要有2種：載波CPWM逆變器采用向原始調制波注入零序分量的方法[12-13]；空間矢量CPWM逆變器多使用調節平衡因子的方法[14-16]。兩種方法的本質相同，即都是通過調節每個開關周期內冗余正負小矢量的作用時間以達到中點平衡控制的目的。近年，也陸續有新方法被提出，例如：文獻[16]提出了變虛擬空間矢量方法，通過正負小矢量作用時間及虛擬中矢量產生的電流控制中點電位；文獻[17]提出了模型預測控制方法，通過優化預測電流與參考電流之間的平方差及中點電位的偏差值構成的性能指標函數來控制中點電位，具備較快的動態響應速度。

然而，上述方法都是在CPWM基礎上提出的，若將方法移植到DPWM中，由于DPWM的箝位特性，并不能取得好的效果，甚至會打亂其箝位特性，從而導致DPWM失去其開關損耗低的優勢。針對DPWM變換器的中點電位平衡控制，文獻[3]指出：某些扇區內相電流很小，因而開關損耗很小，可采用傳統調節正負小矢量作用時間的方法調節中點電位，而余下扇區則可采用DPWM策略且不對中點電位進行控制，但并未提及基于DPWM特性的有效中點平衡控制方案。文獻[7]提出：在每個開關周期交替注入兩路對中點電位影響相反的零序電壓的辦法，但該方法本質上仍采用兩電平的DPWM策略，且在調節中點電位期間增加了開關動作，并不能很好地發揮DPWM低損耗的特性?？傮w而言，迄今為止基于DPWM的中點電位平衡控制方法鮮有研究成果呈現。

1　三電平NPC逆變器的不連續脈寬調制

1.1三電平DPWM

本文將三電平NPC光伏逆變器作為研究對象，電路拓撲如圖1所示。在光伏逆變器中，通常要求運行在單位功率因數，因此本文的分析基于功率角為0，且假設輸出濾波電感足夠小，以使逆變器的并網電壓電流同相。三電平逆變器每相輸出Udc/2，0，-Udc/2這3種電平，分別用1，0，-1共3個狀態表示，三相的開關狀態組合構成了27個空間矢量，如圖2所示。

圖1　三電平NPC光伏逆變器主電路拓撲

圖2　三電平空間矢量

圖3　DPWMA箝位區域(1XX表示A相箝位于正電平)

A相原始調制波添加Vz后波形如圖4所示。任意相在每個基波周期內都存在箝1，0，-1的區域，每一時刻只有其中一相箝位，隨著調制度M的變化，1，0，-1所占比例也會發生變化。

圖4　DPWMA的調制波(M=0.9)

1.2DPWM下的中點電位不平衡問題分析

Udc2,Udc1,vo,io分別為直流側上下電容電壓、中點電位及中點電流，并定義流出O點的電流方向為正方向，如圖1所示，且

(2)

分析圖5和表1可知：零矢量、大矢量不產生流過中點O的電流，不影響中點電位vo；正小矢量產生流入O點的電流，導致vo升高；負小矢量產生流出O點的電流，導致vo降低；中矢量產生的電流等于某相電流，此電流既可能流入也可能流出O點，所以vo既可能升高也可能降低，視合成參考矢量所處扇區而定。

與CPWM不同，DPWMA在每個載波周期內僅采用冗余小矢量對中的1個(表1帶下標的小矢量為DPWMA策略下摒棄的小矢量)。

圖5　不同開關狀態對中點電位的影響

矢量幅值開關狀態中點電流io0矢量0[000][111][-1-1-1]0小矢量Udc3正負正負[100][0-1-1]-iaia[110][00-1]ic-ic[010][-10-1]-ibib[011][-100]ia-ia[001][-1-10]-icic[101][0-10]ib-ib中矢量3Udc3[10-1][-101]ib[01-1][0-11]ia[-110][1-10]ic大矢量2Udc3[1-1-1][11-1][-11-1][-111][-1-11][1-11]0

接下來分析DPWMA策略下的vo波動情況。以圖3的第I扇區為例，將其劃分為4個小扇區。在1、2扇區(0°～30°)，正小矢量[100]和中矢量[10-1]作用產生的中點電流io分別為-ia和ib(ia>0，ib<0)，則每個載波周期內io平均效果為負，即電流流入中點O，從而使vo升高；在3、4扇區(30°～60°)，負小矢量[00-1]和中矢量[10-1]作用產生的io分別為-ic和ib(ic<0，ib>0)，則扇區內的每個載波周期內io平均效果為正，即電流流出中點O，從而使vo降低。

合成參考矢量進入第II扇區后，情況類似。當參考矢量旋轉1個基波周期后，vo形成了頻率3倍于基頻的振蕩，如圖6所示。當6個大扇區的平均電流絕對值不相等時，會產生vo偏移。隨著時間的推移偏移量變大。長時間的持續偏移將導致直流側上下電容的嚴重不均壓，如圖7所示。

中點平衡的控制目標即消除圖7的直流偏移，并盡量減小圖6的3倍頻波動幅值。

2　DPWM下的中點電位平衡控制

2.1傳統中點平衡控制方法在DPWM中的局限

在CPWM逆變器中，通過注入零序分量Vz的方法調節中點電位。注入Vz后會改變正負小矢量的作用時間，如圖8所示。若中點電位vo過大，則可向調制波中注入負的零序電壓Vz。注入Vz后，正小矢量[110]作用時間減小，負小矢量[00-1]的作用時間增大，可達到降低vo的控制目的。

圖6　vo的3倍基頻振蕩

圖7　vo的直流偏移

若將傳統中點平衡方法移植到DPWM中，假設某一時刻B相箝位在0電平時(圖3中第I大扇區的第2小扇區)，vo超出正限值，此時需要注入負的Vz以降低vo。注入Vz后，開關序列將從DPWM的5段式退化為CPWM的7段式，失去了DPWM的低損耗特性。

由于DPWM中每個載波周期只使用一對冗余小矢量當中的1個，而無法像傳統CPWM那樣通過調節1個載波周期內的正負小矢量作用時間來達到調節中點平衡的目的，因此傳統的中點平衡控制方法不適用于DPWM逆變器。

2.2基于DPWM的中點電位平衡策略

通過上文分析可知：正小矢量令vo增大，負小矢量令vo降低。為此，本文提出一種可稱為箝位法的中點電位調節方法：若vo大于正限值，將某相箝位于-1電平使負小矢量作用時間增加，從而降低vo；若vo小于負限值，將某相箝位于+1電平使正小矢量作用時間增加，從而提高vo。原理如圖9所示，vo會在合成參考矢量從第I大扇區的小扇區2過渡到小扇區3時達到正向峰值。若期間vo大于系統允許的最大中點電位值時，可將C相(從圖9可知，此時C相是距離-1電平最近的相)箝位在-1電平，開關序列由[10-1] [100] [000] [100] [10-1]變為[1-1-1] [10-1] [00-1] [10-1] [1-1-1])，負小矢量[00-1]的占空比較大，可以有效地在短時間內降低vo且不增加開關動作次數，確保了DPWM的低損耗特性。相反，當某個時刻vo的值小于系統允許的最小中點電位值時，可將三相中距離+1電平最近的一相箝位在+1電平，以增加正小矢量的作用時間。

圖8　傳統中點電位平衡策略原理

上述中點電位平衡方法是在空間矢量的基礎上進行的分析，為通過載波實現所提算法，將各扇區的中點平衡控制作對比發現，僅需向三相調制波中注入式(3)的零序分量：

(3)

Δ為根據直流母線電壓及其他逆變器性能指標所設定的中點電位閾值。

算法的流程如圖10所示。

圖9　箝位法調節中點電位原理

圖10　箝位法調節中點電位流程

算法步驟：

1) 按式(2)檢測中點電位vo；

2) 若vo<-Δ或vo>Δ，按式(3)計算Vz；

3) 若-Δ≤vo≤Δ，按DPWMA規則計算Vz；

3　離線及硬件在環仿真驗證

3.1離線仿真

為了驗證所提方法的準確性及有效性，搭建單級式三電平NPC光伏逆變系統的Simulink仿真模型，及由Q8和DSP控制器構成的硬件在環仿真實驗平臺分別進行離線仿真及硬件在環仿真驗證，所涉及的主要參數見表2。

表2　相關參數

圖11是未進行中點電位平衡調節的相關波形?？梢娚舷码娙蓦妷浩鹗紩r刻存在40 V電壓差(即vo=-40 V)，且經過長時間后此電壓差并未消除。

圖11　未調節中點電位

圖12是將論文[8]所提的傳統中點平衡方法用到DPWMA中的仿真結果。與圖4相比，調制波的箝位特性遭到破壞，增加了大量的開關動作。此外，逆變器的共模電壓增大、輸出諧波含量增加，系統的控制性能下降。由此驗證了傳統中點平衡控制方法不適用于DPWM逆變器的結論。

圖12　采用傳統中點平衡控制方法

圖13是采用所提中點電位平衡策略后的相關波形，設置閾值Δ=12 V。對比圖11，圖13(a)的三相調制波起始的幾個周期中存在短暫的調節中點電位區域，0.07 s后，vo穩定；圖13(b)中的上下電容電壓不再有直流偏差。

圖13　采用所提中點平衡控制方法

3.2硬件在環仿真

為了進一步驗證算法的實用性，本文搭建了Q8+DSP的硬件在環實驗平臺。Q8全稱為Quanser8 Hardware in the Loop Board，通過識別光伏逆變系統的主電路Simulink模型作為虛擬的被控對象。DSP作為控制器采集Q8輸出的相關電壓電流信號進行計算，并向Q8輸出12路DPWM波信號控制功率管的通斷。DSP控制器的型號為TMS320F28335。HIL仿真實驗平臺的系統框圖如圖14所示。

圖14　Q8+DSP硬件在環仿真系統框圖

用示波器觀測到的實驗波形如圖15所示。

圖15　中點電位vo的調節效果

由圖15可知：在調節中點電位前，vo不穩定，存在與圖7仿真結果相似的直流偏移及較大的峰峰值(最大達32 V)；調節中點電位后(設置閾值Δ=8 V)，vo的直流偏移得以消除，峰峰值為16 V左右。

4　結束語

本文所提方法能簡單有效地調節中點電位平衡，不影響DPWM的低開關損耗優勢。理論上可將閾值設置得盡量小，以減小vo的低頻(3次)波動幅值，但如此會造成中點電位調節時間在一個基波周期內的比重過大，從而增加共模電壓。因此，采用DPWM無法做到完全消除中點電位的低頻波動。但在工程運用中，只需消除vo的直流偏移，同時將低頻波動的幅值限制在直流母線電壓的5%以內即可滿足工程需求。本文所提方法能滿足此要求。

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(責任編輯楊黎麗)

Neutral-Point Potential Balancing Control of Three-Level Discontinuous PWM PV-Inverters

GONG Ren-xi, ZHONG Rong-rong, LIU Chang, PENG Li-liang

(College of Electrical Engineering, Guangxi University, Nanning 530004, China)

To solve the problem that the DPWM’s advantage of low switching losses will be destroyed when traditional neutral-point potential balancing methods are applied in DPWM inverters, a new balancing method was developed. The proposed method was implemented by clamping one phase-leg to negative DC-bus when the potential is higher than the positive limit, or positive DC-bus when the potential is lower than the negative limit, according to which the zero-sequence voltage was calculated to balance the neutral-point potential. Then, a Simulink model and a hardware-in-the-loop (HIL) testing platfrom composed of a Q8 model and a DSP controller were built, whose simulation and experiment results were verified the validity and feasibility of the proposed method. This method maintains low switching losses of DPWM and balances the neutral-point potential effectively and more simply, without extra complex calculations in every period of carrier-wave like the traditional method.

neutral-point potential balancing; DPWM; three-level inverters; HIL simulation

2016-03-28

國家自然科學基金資助項目(61561007)

龔仁喜(1962—)，男，廣西桂林人，教授，博士生導師，主要從事電力電子技術及應用、智能檢測技術研究，E-mail:rxgong@gxu.edu.cn；鐘榕蓉(1987—)，女，廣西南寧人，碩士研究生，主要從事新能源電力變換研究。

format：GONG Ren-xi, ZHONG Rong-rong, LIU Chang, et al.Neutral-Point Potential Balancing Control of Three-Level Discontinuous PWM PV-Inverters[J].Journal of Chongqing University of Technology(Natural Science)，2016(9):87-94.

10.3969/j.issn.1674-8425(z).2016.09.014

TP23

A

1674-8425(2016)09-0087-08

引用格式：龔仁喜，鐘榕蓉，劉暢，等.三電平DPWM光伏逆變器的中點平衡控制[J].重慶理工大學學報(自然科學)，2016(9):87-94.