同步整流有源鉗位正激式DC/DC變換器的設計與實現

黃卓，周濤

（1.陜西華經微電子股份有限公司，陜西 西安 710065；2.西安陜鼓動力工程有限公司，陜西 西安 710075）

0 引言

隨著半導體技術的迅速發展，IC芯片集成度不斷提高，要求供電的DC/DC變換器必須實現低壓大電流輸出。傳統的單端正激式DC/DC變換器磁芯工作在第一象限，利用率不高，變壓器體積大，難以提高開關頻率,晶體管是硬開關工作模式, 開關器件電壓應力高、開關損耗大等。為了克服這些缺點,提出了有源鉗位正激變換器,因為它可以使正激式變換器磁芯的工作范圍，從第一象限擴展到第三象限，提高了磁芯的有效利用率，并且能夠實現零電壓軟開關工作模式,從而大量地減少開關器件的電壓應力，降低變壓器的功耗,改善電磁兼容性，提高變換器的效率。

在DC/DC變換器輸出電路中，傳統的整流方式是：使用肖特基二極管或快恢復二極管作為整流管，整流損耗占了變換器總損耗的一半以上，很難達到高效率。因此，降低二極管的正向壓降已經成為降低整流管損耗、提高低壓大電流輸出DC/DC變換器效率的關鍵。同步整流技術的出現，正好順應了發展的要求。即采用通態電阻極低的專用功率MOSFET來替代常用二極管實現整流功能?？梢暂^大地減少整流損耗，從而改善變換器的熱性能，提高變換器的效率和可靠性。

有源鉗位技術和同步整流技術的結合，促使低壓大電流輸出的DC/DC變換器向著高效、節能、小型化的方向不斷發展。

1 同步整流有源鉗位正激式變換器工作原理

按有源鉗位電路直接加在變壓器初級兩端或者直接加在主MOS開關兩端，將有源鉗位技術分為高端鉗位和低邊鉗位兩種。本文所采用的是低邊鉗位。同步整流有源鉗位正激式變換器的主電路如圖1所示，Vin是輸入電壓，L和C2分別是輸出濾波電感和濾波電容，變壓器初級除了主開關Q1之外，還有由輔助開關管即鉗位開關管Q2和鉗位電容C1組成的正激變換器磁復位網絡。當Q1導通時，Q2關斷；反之，當Q1關斷時，Q2導通。Q1和Q2的柵極驅動信號是互補的，并且兩者之間有一定的延遲，以防止二者同時導通。

其工作原理是：Q1導通時，輸入電壓全部加在變壓器勵磁電感兩端，變換器將能量通過變壓器傳輸給負載，變壓器磁芯正向勵磁，此過程為功率傳輸過程；Q1關斷時，Q2的體二極管導通，鉗位電容C1迅速充電到輸入電壓，Q2在驅動信號作用下導通，鉗位電壓加在勵磁電感上的電壓和Q1導通時相反，變壓器的勵磁能量向電源釋放，反向磁化并恢復至最初的狀態，實現了變壓器磁復位。由于MOSFET的導通電阻很小，導通時的功率損耗非常小，因此能顯著降低電路的損耗[1]。

由于Q1和Q2互補導通，變壓器的次級電壓無死區，同步整流管可以直接采用電壓自驅動，簡單而且容易實現。主管SR2和輔管SR1互補工作，當變壓器次級電壓由負變正時，MOS管SR2導通，SR1關斷，當變壓器次級電壓由正變負時，MOS管SR1導通，SR2關斷，兩只MOS管隨變壓器次級電壓輪流導通和關斷，實現整流管的功能。由于SR1和SR2的驅動信號在時序上是互補關系，二者之間有一定的死區，可以實現主管和輔管的零電壓開通，大大降低了整流損耗。

圖1 同步整流有源鉗位正激式變換器主電路Fig.1 Main circuit of synchronous rectification active clamp forward converter

2 設計方案

2.1 控制電路設計

選擇NS公司的LM5025A作為控制芯片。LM5025A是專為有源鉗位開發的電壓型PWM控制芯片，可用來控制P溝道鉗位開關或N溝道鉗位開關。內部集成了峰值電流為3A和1.25A的MOSFET門驅動器各一個，可提供兩路互補PWM輸出，一個輸出給有源鉗位主管驅動，另一個輸出給輔管驅動，不需要加設外置驅動器。此控制器是為高速工作設計的，振蕩頻率可達1MHz，PWM和電流采樣傳輸的延遲時間小于100ns，可調節主輸出和鉗位輸出之間的滯后時間或重疊時間。具有逐周（cycle by cycle）和打嗝（hiccup）兩種限流保護模式，防止電路過載或短路。還具有以下特性：欠壓鎖定，軟啟動，振蕩器同步和熱保護等功能，使得芯片外圍電路器件很少。

2.2 反饋穩壓電路設計

反饋電路的作用是：對經過同步整流和電感濾波之后的輸出電壓進行采樣，與電壓基準源的基準電壓比較，得到一個反饋電壓值，然后通過隔離光耦將此電壓送入脈寬調制器與三角波進行比較，得到脈寬隨輸出電壓變化的PWM信號，通過調節占空比從而達到控制輸出電壓穩定的目的。

2.3 保護電路

當輸出端出現過載或短路情況時，流過變壓器初級繞組的電流增大，導致變壓器次級繞組感應電壓升高，通過反饋電路送至LM5025A電路的CS1、CS2腳，當CS1腳電壓超過0.25V時，電路輸出將進入周期性電流限制狀態。當CS2引腳電壓超過0.25V時，軟啟動電容C26將被完全隔離，并通過內部FET上拉1μA電流，迫使振蕩器停振，封鎖驅動脈沖，芯片將停止輸出PWM信號，防止器件過流損壞。因此可以非常方便的使用電壓比較器設計各種保護電路，如輸出短路保護、輸出過流保護、過溫保護電路等。當檢測到故障消失后，內部振蕩器自動復位，開關電源重新啟動[1-3]。

輸入過欠壓保護本次設計采用了如下圖2所示電路。輸入電壓經電阻分壓、三極管的導通放電，反饋至LM5025A的UVLO引腳，與芯片內部2.5V基準電壓進行比較，對驅動信號進行封鎖，從而關斷主開關管，達到保護的目的。

圖2 輸入過欠壓保護原理圖Fig.2 Schematic diagram of undervoltage input protection

2.4 占空比的選擇

在設計開關電源時，應該選擇合理的占空比，使輸入電壓為最小值和最大值時，開關管的電壓應力相等。

可得：

欲使輸入最大電壓和最小電壓時開關管電壓應力相等，必須滿足

將（2）式代入（1）式中可得：Dmin=0.33，Dmax =0.67，N=2.4取整數2.

2.5 開關管的選擇

選擇MOSFET的原則是：MOSFET的額定電壓和電流值不小于變換器中MOSFET所承受的最大電壓和最大電流，一般應該為兩倍[3-5]。同時，MOSFET的導通速度和導通電阻也是在器件選擇時首要考慮的問題，導通速度要快，導通電阻要盡可能小。

輸入為VIN（min）=18V, Dmax=0.67時，主開關管Q1的電壓應力為：

輸入為VIN（max）=36V, Dmin=0.33時，主開關管Q1的電壓應力為：

在變換器正常運行時，主開關管Q1流過的最大電流為：

選擇TI公司的CSD19533Q5A，漏源最大電壓為100V,最大漏極電流最小值為13A,導通電阻最大值僅為8.7mΩ。

2.6 輔助開關管的選擇

在低邊有源鉗位電路中，輔助開關管選擇P溝道MOS管，輔助開關管承受的最大電壓即鉗位電容電壓。

由于輔助開關管不流過變壓器次級折射到初級側的電流，只流過勵磁電流，因此電流很小可以忽略，在選擇輔助開關管時導通電阻不是其主要的考慮因素，較低的柵極電荷才是主要的考慮因素。

選擇IR公司的P溝道MOS管IRFR6215，漏源最大電壓為-150V，導通電阻0.295Ω，漏極電流最大值為-13A，柵極電荷66nC。

2.7 同步整流管的選擇

當主開關管Q1導通時，同步整流管SR2承受的電壓為：

當輸入電壓為最大值36V時，同步整流管SR2承受的最大電壓為：

當主開關管Q1關斷時，一次側繞組承受的反向電壓為鉗位電容C1上的電壓VC1，同步整流管SR1承受的電壓為：

當輸入電壓為最大值18V、Dmax =0.67時，同步整流管SR1承受的最大電壓為：

SR1和SR2上流過的最大電流為最大輸出電流加上電流紋波，△IL取0.1IL，則最大電流為1.05 IL，即10.5A。

因此，同步整流管上承受的最大電壓為18.3V，流過的最大電流為10.5A?？梢赃x擇VISHAY公司生產的SIR422DP來滿足要求，其漏源最大電壓為40V,最大漏極電流為20.5A，導通電阻最大值僅為8mΩ。

2.8 功率變壓器的設計

采用PCB平面變壓器，可相應的減小變壓器的體積和高度，達到高電流密度、高效率。這種變壓器采用平面的RM或EI型鐵氧體磁芯。在高頻下磁芯損耗很低。在繞組結構方面采用多層印刷電路板疊合而成，這種結構直流電阻低、漏感低、分布電容小，可滿足設計要求。由于磁芯良好的磁屏蔽，還可獲得抑制射頻干擾的良好效果[6-8]。

根據傳輸功率選擇變壓器磁芯，輸出功率PO為50W，選擇RM2.3KD材料的磁芯，使用AP法計算磁芯的AP值。

其中，AW為磁芯有效窗口面積，單位cm2；Ae為磁芯有效截面積，單位cm2；PO為輸出功率，△B為磁通密度變化量，取0.22T,fT為變壓器工作頻率，K為系數，取0.014.

由法拉第電磁感應定律得出初級繞組的匝數：

取整數4匝，根據變壓器初次級匝比為2可得到次級的匝數為2匝。

3 結論

根據設計制作出樣品，在常溫、高溫（+85℃）、低溫（-55℃）下工作時分別進行了測試，在整個輸入范圍內，輸出電壓穩定，當輸入電壓為28V，輸出功率為50W時，常溫下效率可達到91.74%，高低溫下效率也超過90%，在各項環境試驗中性能表現比較滿意，工作安全可靠，達到了設計要求。有源鉗位同步整流技術使DC/DC變換器的效率得到了大大的提升，體積也進一步減小，適應了現代開關電源的發展要求。