一款基于多物理場調控的超寬帶線-圓極化轉換器*

曾立 劉國標 章海鋒2)3)4)? 黃通

1) (南京郵電大學電子與光學工程學院、微電子學院, 南京 210023)

2) (南京郵電大學, 電子科學與技術國家級實驗教學示范中心, 南京 210023)

3) (南京郵電大學, 信息電子技術國家級虛擬仿真實驗教學中心, 南京 210023)

4) (東南大學, 毫米波國家重點實驗室, 南京 210096)

為了在微波波段實現可調諧的線-圓極化轉換器的設計, 結合固態等離子體與二氧化釩設計了一種基于多物理場調控的超寬帶線-圓極化轉換器, 通過改變固態等離子體諧振單元激勵狀態和人為改變外部溫度(T )來實現對該線-圓極化轉換器工作頻段的調控. 采用了全波仿真的方法對該極化轉換器的極化轉換率曲線、反射相位曲線、軸比曲線、表面電流圖進行了計算, 并討論了參數r1與r3對軸比的影響. 仿真結果表明, 當固態等離子體區域均未激勵且 T < 68 ℃ 時, 3 dB 軸比頻帶為 14.3—29.7 GHz, 相對帶寬為 70%; 當固態等離子體區域均被激勵且 T < 68 ℃ 時, 3 dB 軸比頻帶為 14.4—23.4 GHz 與 28.6—35.9 GHz, 相對帶寬分別為47.61% 和 22.64%; 當 固 態 等 離 子 體 區 域 未 激 勵 且 T ≥ 68 ℃ 時, 3 dB軸 比 頻 帶 為 8.4—11.2 GHz與18.7—29.5 GHz, 相對帶寬分別為28.57%與44.81%. 通過改變固態等離子體的激勵狀態和外部溫度, 實現了該超寬帶線-圓極化轉換器工作帶寬向高頻和低頻區域的移動.

1 引 言

隨著圓極化波在軍用與民用領域的使用愈來愈廣泛, 線-圓極化轉換器成為人們研究的熱點. 因為傳統意上的極化轉換器主要是利用自然界的雙折射材料或手性材料的弱各向異性, 所以導致極化轉換器體積十分龐大. 周期性亞波長結構的超表面具有的一些特殊物理特性, 如: 負折射率[1]、圓二色性[2]、極化調控[3]等, 因此利用超表面的強各向異性來控制電磁波的極化形式能構建物理尺寸較小的線-圓極化轉換器.

盡管超表面極化轉換器有著許多先天的優勢,但現在超表面極化轉換器在功能上大多為線極化波轉換線極化波, 如: 南京航空航天大學的楊化[3]在9.5—15.41 GHz的頻段內實現了極化轉換率大于90%的交叉線極化轉換. Cheng等[4]實現了太赫茲波段內超寬帶交叉線極化轉換. 而在實現線-圓極化轉換方面, Su等[5]利用開口矩形環實現了多頻點線-圓極化轉換; Ma等[6]采用了兩個交叉擺放的“工”形結構實現了9.2—11.0 GHz內的寬帶線-圓極化轉換, 但有關超寬帶線-圓極化轉換器的報道并不多見. 并且, 一旦超表面極化轉換器結構固定后, 其工作頻帶通常無法調整, 難以實現小型化和集成, 因此通常需要引入新穎可調諧材料來實現工作頻帶的動態調控.

固態等離子體是一種可調諧的材料, 它具有優良導電性[7]、快速重構性[8]等一系列物理特性. 一方面, 固態等離子體的物理特性能夠通過外部可編程邏輯陣列進行調控. 當固態等離子體未被激勵時, 其表現為介質特性; 當固態等離子體被激勵時,表現為金屬特性. 因此固態等離子體能用于設計可調諧的功能性器件[9,10]. 另一方面, 二氧化釩(VO2)因具有隨溫度變化的相變特性而備受人們關注. VO2在溫度小于68 ℃[11]時可視為絕緣相,表現為介質特性; 而在溫度大于68 ℃時可視為金屬相, 體現為金屬特性. 同時, VO2具有相變過程可逆[12]、相變速度快[13]等物理特性, 使得 VO2在設計吸波器[14,15]、開關[16,17]、天線[18]等器件方面有著極其廣泛的應用前景.

但單一的調控手段所能達到的調控性能效果經常受限于外界環境和可調控器件對單一物理場的響應程度, 難以適應當今技術發展的要求. 而多物理場調控器件, 其調控手段更加多樣, 對于單一器件而言, 能對更加復雜的外界環境做出多種響應, 例如: Cai等[19]利用 VO2與金屬非對稱開口諧振環結合, 設計了一種多功能可調諧復合超表面,通過加熱和施加電流兩種方式實現對透射太赫茲波的振幅調控. 因此多物理場調控方式為未來的極化轉換器、吸波器、電子開關、光學存儲器件等的研究與設計提供了一種新思路.

本文結合固態等離子體和VO2的各自的優勢設計了一款能夠工作在微波波段內的反射式線-圓極化轉換器, 并且能夠通過多個物理場對其工作頻段進行調控, 可以采用電控和溫控兩種手段使該線-圓極化轉換器呈現三種工作狀態, 采用電控手段(切換工作狀態一與工作狀態二)可以實現線-圓極化轉換工作頻帶向高頻段轉移; 采用溫控手段(切換工作狀態一與工作狀態三)可以實現線-圓極化轉換工作頻帶向低頻段轉移. 合理的參數優化可以使得圓極化的頻帶動態調控范圍橫跨4個波段:X波段、Ku波段、K波段和Ka波段.

2 線-圓極化轉換器模型

該款基于多物理場調控的超寬帶線-圓極化轉換器單元結構如圖1所示, 圖1(a)—(c)分別為該線-圓極化轉換器正視圖、側視圖和立體圖, 其中坐標軸設定如圖1所示. 由圖1可知, 該線-圓極化轉換器單元由四層組成, 自下而上分別為: 第一層為銅反射板 (電導率為 5.8 × 107S/m), 第二層為Neltec NY9220 介質基板 (相對介電常數為 2.2, 損耗角正切為0.0009), 第三層為二氧化硅 (SiO2)介質基板 (相對介電常數為4, 損耗角正切為0), 第四層為諧振單元層, 它由三種諧振單元構成, 分別為“糖果”形銅質諧振單元、四個“缺口直角梯”形VO2諧振單元和四個“梯形”固態等離子體諧振單元. Neltec NY9220 介質基板的厚度 h1= 1.5 mm,邊長p = 4.8 mm. SiO2介質基板的厚度 h2= 0.5 mm,邊長 p = 4.8 mm. 銅質諧振單元、銅反射板、固態等離子體諧振單元、VO2諧振單元的厚度均為w =0.018 mm. “糖果”形銅質諧振單元是由短軸 r1=0.81 mm, 長軸 r2= 1.1583 mm 的橢圓與兩個左右對稱的“弓形”三部分組成, 左側弓形對應圓心角為 86°41′、半徑 r3= 1.87 mm 的扇形, 該扇形的頂點與所述橢圓中心點的距離為a = 0.2417 mm.“梯形”固態等離子體諧振單元上底 d = 0.35 mm,下底 c = 0.47 mm, 高 b = 0.48 mm, 從此梯形上底一端點引出的腰與兩底邊之間的垂線的夾角為45°. “缺口直角梯”形 VO2諧振單元由一個上底 r =0.68 mm, 下底 g = 0.8 mm, 高 f = 1.2 mm 的直角梯形剪去與銅質諧振單元重疊部分構成. 詳細的結構參數如表1所列.

圖1 線-圓極化轉換器結構單元示 意圖 (a)正視圖;(b)側視圖; (c)立體圖Fig. 1. Structure schematic of the unit cell for linear-tocircular polarization converter: (a) Front view; (b) side view; (c) stereogram.

表1 線-圓極化轉換器的參數Table 1. Parameters of linear-to-circular polarization converter.

“梯形”固態等離子體由PIN單元組成的陣列實現, PIN單元之間有隔離層進行隔離, 如圖1(a)所示. 固態等離子體構成的諧振單元通過激勵PIN單元陣列實現, 采取臨近耦合串饋的方式, 通過兩條長條狀微帶耦合饋線進行饋電, 從而對固態等離子體諧振單元兩端加載偏置電壓進行激勵[20].未激勵時固態等離子體諧振單元表現出介質特性,即為未激勵狀態; 激勵時表現為金屬特性, 即為激勵狀態. 采用Drude模型來描述其介電常數[21], 如(1)式所示:

同時, 還可以采用電導率[20]來描述其物理特性, 如 (2)式所示:

對于缺口直角梯形VO2, 可用電導率來描述其物理特性[22,23]. 當溫度 T < 68 ℃ 時, VO2為絕緣態, 表現為介質特性, 采用在 T = 50 ℃ 時的電導率10.62 S/m來等效VO2絕緣態的電導率; 當溫度 T ≥ 68 ℃ 時, VO2為金屬態, 表現為金屬特性, 采用在 T = 80 ℃ 時的電導率 2.76 × 105S/m來等效VO2金屬態的電導率[24].

本文所有結果均由全波仿真軟件HFSS (high frequency structure simulator)仿真得出, 在進行仿真時, 電磁波沿–z軸方向垂直入射, 電場E沿u 軸方向 (與 x 軸呈 45°), 如圖 1(a)所示.

3 結果討論與分析

極化轉換率表示電磁波從一種極化形式轉換到另一種極化形式比例的參數, 因為底層為銅反射板, 所以無透射分量. 定義rvu為交叉極化反射系數, ruu為同極化反射系數,與分別為對應的反射相位, 相位差為, 定義極化轉換率公式[25]:

式中 PCR 為極化轉換率, 當 PCR = 0.5(即 rvu=ruu)且(k為整數)時, 表示實現了完全線-圓極化轉換.

圖2(a)—(c)分別給出了該線-圓極化轉換器在工作狀態一、二和三下的極化轉換率和相位差曲線. 由圖 2(a)能看出, 在 14.75—29.64 GHz (反射相位差始終為–90°或270°)頻帶內極化轉換率基本處在 0.5 附近. 由圖 2(b)可知, 在 15.39—23.02 GHz(反射相位差始終為–90°或 270°), 29.27—35.92 GHz(反射相位差始終為90°或–270°)頻帶內極化轉換率基本位于在0.5附近. 從圖2(c)可看出, 在9—10.34 GHz (反射相位差始終為 90°或–270°)和19.4—28.9 GHz(反射相位差始終為–90°或 270°)頻帶內極化轉換率基本處在0.5附近. 結合圖2(a),(b)和(c)可知, 該線-圓極化轉換器在三種工作狀態下的對應工作頻帶均滿足產生圓極化波的條件(交叉極化與同極化反射系數近似相等, 交叉極化與同極化反射相位差為, k為整數).

任意極化波的瞬時電場矢量的端點軌跡為一橢圓, 橢圓的長軸和短軸之比稱之為軸比(axial ratio, AR). 而軸比是線-圓極化轉換器或圓極化天線的一個重要的性能指標, 它代表圓極化的純度,工程上通常定義極化波軸比不大于3 dB為圓極化 波, 軸比表達式為[26]

圖2 線-圓極化轉換器在三種工作狀態下的極化轉換率和反射相位差曲線 (a)工作狀態一; (b)工作狀態二;(c)工作狀態三Fig. 2. Polarization conversion rate curves and reflection phase difference curves of linear-to-circular polarization converter in three states: (a) No.1 state; (b) No.2 state;(c) No.3 state.

為了進一步說明該線-圓極化轉換器的可調諧性, 圖3給出了該線-圓極化轉換器在電控和溫控時的軸比曲線. 圖3(a)為該線-圓極化轉換器在電控時的軸比曲線, 其中實線表示工作狀態一的軸比曲線, 3 dB 軸比頻帶為 14.3—29.7 GHz, 相對帶寬為70%; 虛線表示為工作狀態二的軸比曲線, 3 dB軸比頻帶為 14.4—23.4 GHz和 28.6—35.9 GHz,其相對帶寬分別為48.28%和22.64%. 對比圖3(a)的實線和虛線, 可以看出采用電控的方式來實現該線-圓極化轉換器時, 其工作頻帶將向高頻方向移動. 圖3(b)為線-圓極化轉換器工作在溫控時的軸比曲線, 其中實線表示工作狀態一的軸比曲線,3 dB 軸比頻帶為 14.3—29.7 GHz, 其相對帶寬為70%; 虛線表示工作狀態三軸比曲線, 3 dB 軸比頻帶為 8.4—11.2 GHz 與 18.7—29.5 GHz, 其相對帶寬分別為28.57%和44.81%. 對比圖3(b)的實線和虛線, 可以看出可以采用溫控的方式來實現該線-圓極化轉換器時, 其工作頻帶將向低頻方向移動.

圖3 線-圓極化轉換器在電控和溫控時的軸比曲線(a)電控時, 工作狀態一、二的軸比曲線; (b) 溫控時, 工作狀態一、三的軸比曲線Fig. 3. Axial ratio curves of linear-to-circular polarization converter when using electric control and temperature control: (a) Axial ratio curves in No. 1 state and in No. 2 state when using electric control; (b) axial ratio curves in No. 1 state and in No. 3 state when using temperature control.

圖4 線-圓極化轉換器在三種工作狀態下, 頂層諧振單元與底層反射板在不同頻點處的表面電流圖 (a)工作狀態一時, 15.03 GHz頻點處; (b)工作狀態一時, 21.3 GHz 頻點處; (c)工作狀態二時, 32.5 GHz 頻點處; (d)工作狀態三時, 10 GHz 頻點處Fig. 4. Surface current diagrams of the top resonant unit and the bottom reflector at different frequency points in three states,respectively: (a) No.1 state at 15.03 GHz; (b) No.1 state at 21.3 GHz; (c) No.2 state at 32.5 GHz; (d) No.3 state at 10 GHz.

為了進一步說明該線-圓極化轉換器的工作原理, 本文分別分析了三種工作狀態下的表面電流圖.圖4(a)和(b)給出了工作在狀態一時, 頂層諧振單元和底層銅反射板在頻點15.03 GHz和21.3 GHz處的表面電流圖. 由圖 4(a)看出, 在頻點 15.03 GHz處底層反射板電流2可以分解成兩個相互垂直的分量(電流3、電流4). 可以看出, 電流3與頂層諧振單元的電流1方向相反, 從而產生一個感應磁場H1, 并且可以分解為在u軸和v軸上的兩個相互垂直的分量, 分別是 H1u和 H1v. 因此, 從圖 4(a)可以看出, H1v與入射磁場H方向均在v軸上不會產生交叉極化, H1u與入射磁場H相互垂直而產生了交叉極化. 圖4(b)中頻點21.3 GHz處產生極化轉換原理與此相同. 當該線-圓極化轉換器工作在狀態二時, 工作頻帶向高頻區域轉移, 圖4(c)給出了在工作在狀態二時, 頂層的諧振單元和底層銅反射板在頻點32.5 GHz處的表面電流圖. 從圖4(c)可以看出, 頂層電流 11, 14, 17, 20 均可以分解成垂直和水平兩個分量. 其中, 它們對應的水平分量電流 13, 15, 18, 21 的方向與底層銅反射板電流23 相反, 從而產生感應磁場 H13, H15, H18, H21,感應磁場分解在 u軸的分量 H13u, H15u, H18u,H21u與入射磁場H方向相互垂直從而導致交叉極化的產生, 而感應磁場分解在v軸的分量H13v,H15v, H18v, H21v與入射磁場H方向相同則不會產生交叉極化. 當該線-圓極化轉換器工作在狀態三時, 工作頻帶向低頻區域轉移, 圖4(d)給出了在工作在狀態三時, 頂層的諧振單元和位于底層的銅反射板在10 GHz處的表面電流圖. 從圖4(d)可以看出, 頂層電流24, 25與底層銅反射板電流26相反, 從而產生感應磁場 H24, H25, 感應磁場分解在u軸的分量H24u, H25u與入射磁場H方向相互垂直從而導致交叉極化的產生, 而感應磁場分解在v軸的分量H24v, H25v與入射磁場H方向相同則不會產生交叉極化. 而當三種工作狀態下的反射波中交叉極化分量與同極化分量幅值相等且相位相差為(k為整數)時, 則產生了線-圓極化轉換.

為了進一步說明該線-圓極化轉換器的特性,本文基于工作狀態一討論了參數r1和r3對該線-圓極化轉換器軸比曲線的影響. 圖5(a)給出了當其他參數不變的情況下, r1= 0.71, 0.81, 0.91 mm時的軸比曲線. 當 r1= 0.71 mm 時, 該線-圓極化轉換器的 3 dB 軸比頻帶為 16.16—29.19 GHz, 相對帶寬 57.46%; 當 r1= 0.81 mm 時, 3 dB 軸比頻帶變為 14.3—29.7 GHz, 相對帶寬為 70%; 當 r1=0.91 mm 時, 3 dB 軸比頻帶為 13.01—15.02 GHz和18.27—30.82 GHz, 相對帶寬分別為14.34%和51.13%. 由上述可知隨著 r1增大, 3 dB 軸比頻帶有增大的趨勢, 但增大到一定程度后, 低頻部分軸比將會惡化從而大于3 dB, 從而導致軸比帶寬的減小. 經過參數優化后發現當 r1= 0.81 mm 時, 既能滿足低軸比又能滿足寬帶寬的條件, 該值為最優值. 同理, 圖 5(b) 為當其他參數不變的情況下, r3=1.82, 1.87, 1.92 mm 時的軸比曲線. 當 r3= 1.82 mm時, 該線-圓極化轉換器 3 dB軸比頻帶分別為16.20—23.84 GHz 和 28.02—31.65 GHz, 相對帶寬分別為 38.16% 和 12.17%; 當 r3= 1.87 mm 時,3 dB 軸比頻帶為 14.3—29.7 GHz, 相對帶寬為70%; 當 r3= 1.92 mm 時, 3 dB 軸比頻帶分別為12.90—14.82 GHz和 18.37—29.02 GHz, 相對帶寬分別為 13.85%和 44.95%. 由上述可知, 隨著r3增大, 3 dB 軸比頻帶先增大后減小, 且整體有向低頻轉移的趨勢. 經過參數優化后, 發現當 r3=1.87 mm時為最優值, 此時3 dB軸比頻帶最大.

圖5 當其他參數不變, 結構參數 r1 和 r3 在不同取值時的軸比曲線 (a) r1 = 0.71, 0.81, 0.91 mm; (b) r3 = 1.82, 1.87, 1.92 mmFig. 5. Axial ratio curves for parameters r1 and r3 at different values when other parameters remain unchanged: (a) r1 = 0.71, 0.81,0.91 mm; (b) r3 = 1.82, 1.87, 1.92 mm.

4 結 論

本文設計了一款基于多物理場調控的超寬帶線-圓極化轉換器. 電磁波沿–z軸垂直入射(電場方向與x軸正方向呈45°). 并用全波仿真方法計算了該線-圓極化轉換器的極化轉換率曲線、反射相位曲線、軸比曲線、表面電流圖, 并對其工作原理進行了分析. 并在該線-圓極化轉換器工作在狀態一時, 探討了結構參數r1和r3對其軸比曲線的影響. 經過研究發現, 該線-圓極化轉換器可工作在三種狀態, 當工作在狀態一時, 3 dB 軸比頻帶可覆蓋 14.3—29.7 GHz, 其相對帶寬為 70%; 當工作在狀態二時, 3 dB 軸比頻帶將分別位于 14.4—23.4 GHz與28.6—35.9 GHz, 其相對帶寬分別為48.28%和22.64%; 當工作在狀態三時, 3 dB 軸比頻帶分別為 8.4—11.2 GHz 與 18.7—29.5 GHz, 其相對帶寬分別為28.57%和44.81%. 計算結果還發現, 改變參數 r1和 r3會對 3 dB軸比頻帶產生影響. 當r1與r3增大時, 3 dB軸比頻帶均發生先增大后減小的現象. 由上述可知, 對于該線-圓極化轉換器而言, 可采用電控方式對固態等離子體諧振單元的工作狀態進行調諧(切換工作狀態一與工作狀態二),從而實現對其工作頻帶的調控. 類似地, 可以采用溫控方式對VO2的相性進行調控(切換工作狀態一與工作狀態三), 來實現對該線-圓極化轉換器工作頻帶的調諧. 綜上所述, 該線-圓極化轉換器的工作帶寬為超寬帶, 且能構通過多物理場進行調諧(電控和溫控), 具有頻帶覆蓋范圍寬、調控手段多樣、工作頻帶可調諧等特點.