降低共模電壓的三電平變流器SVPWM策略

牛學洲, 侯蕊欣

(1.國網山東省電力公司 菏澤供電公司,山東 菏澤 274000; 2.上海電力大學 經濟與管理學院，上海 200090)

由于具有輸出波形好、諧波含量低、效率高等優點,中點鉗位型(neutral point clamped,NPC)三電平逆變器(three-level inverter,TLI)不但被廣泛地應用于高中壓領域[1],而且逐漸成為低壓應用場合的一種可行且具有吸引力的候選方案[2]。然而,對于NPC TLI來說,降低共模電壓(common mode voltage,CMV)和控制中點電壓(neutral point voltage,NPV)是NPC TLI在實際應用中的關鍵技術問題。

NPC TLI調制策略是兩電平調制策略的一種延伸,通常是載波脈寬調制(carriev-base pulse width modulation,CBPWM)和空間矢量脈寬調制(space vector pulse width modulation,SVPWM)。當向CBPWM的調制波注入特定的零序電壓時,上述2種調制策略的開關序列是相同的,這表明兩者是等效的[3]。SVPWM和CBPWM的缺點是在調制度高、負載功率因數低的情況下,中點上存在低頻電壓振蕩,導致輸出電壓含有低次諧波。

文獻[4]提出了一種虛擬SVPWM(VSVPWM)調制策略,該策略能夠在全調制度和全功率因數范圍內控制中點電壓,但開關次數比SVPWM增加了1/3；文獻[5]提出了一種SVPWM和VSVPWM的混合調制策略,用于優化開關損耗; 文獻[6]提出了另一種SVPWM和VSVPWM的混合PWM策略,可以通過混合比例調節實現中點電壓平衡控制;文獻[7]將VSVPWM策略拓展到四電平變換器;文獻[8]將VSVPWM拓展到任意電平的二極管鉗位型逆變器;文獻[9]將其拓展到過調制領域。

共模電壓在實際應用中也很重要,但上述文獻在控制NPC TLI 的中點電壓時都沒有考慮到這一點。而在光伏并網逆變器和電機驅動等應用中都希望具有更低的共模電壓。高的共模電壓可能會引起一些不必要的危害,如電機繞組絕緣材料的電壓應力過高、電磁干擾過強以及引起較大的軸電流等。NPC TLI有多種開關狀態可以消除或減少共模電壓。在此基礎上,文獻[10]提出了大量降低共模電壓的解決方法,通過使用不同的矢量可以將共模電壓消除[11]或減少到直流側電壓的1/6[12]; 文獻[11]提出了一種選擇零共模電壓矢量合成參考矢量的調制策略。然而,這種方法只適用于7電平及以上的逆變器。

所有降低或消除共模電壓的方法都是基于選擇低共模電壓或零共模電壓矢量的原則,但是卻沒有考慮中點電壓的振蕩。為了同時降低共模電壓和消除中點電壓振蕩,本文提出了一種新型虛擬空間矢量調制策略,稱之為RCMV-VSVPWM。這種調制策略只使用低共模電壓的矢量來合成參考矢量,從而降低共模電壓。此外無論在任何條件下,所選的矢量都能保證在一個控制周期內的平均中點電流為0,從而消除中點電壓振蕩。此外,還提出了適用于RCMV-VSVPWM的中點電壓主動控制方法。實驗結果驗證了理論分析的正確性。

1 NPC TLI的共模電壓和中點電流

1.1 NPC TLI

NPC TLI的拓撲和空間矢量圖如圖1所示,空間矢量可以用有序數組表示。例如矢量(1,0,-1)表示A、B、C三相分別連接至正母線、中性點和負母線。因此NPC TLI空間矢量圖由27種開關狀態所決定的19個電壓矢量組成,這些電壓矢量可以被分為如下4類:0矢量(MVVs)、小矢量(LSVVs)、中矢量(MVVs)、大矢量(LVVs)。將NPC TLI的空間矢量圖分成A～F 6個扇區,每個扇區再分為4個子扇區。例如在A扇區,子扇區記作A1～A4。

圖1 NPC TLI的拓撲結構及空間矢量圖

NPC TLI共模電壓VCMV定義為:

VCMV=(uAO+uBO+uCO)/3

(1)

其中,uAO、uBO、uCO分別為三相輸出電壓。根據(1)式將27個開關狀態所對應的共模電壓排列,見表1所列。

表1 不同矢量的共模電壓

如果棄用圖1b中被標為藍色的具有較高共模電壓(±udc/3和±udc/2)的矢量,那么共模電壓就會減小到±udc/6以內。

在一個控制周期內,平均中點電流iNP為:

iNP=iAdA,0+iBdB,0+iCdC,0

(2)

其中,iX、dX,0(X分別為A,B,C)分別為X相電流和0電平占空比。相應地,dX,1、dX,-1分別為一個控制周期內X相1電平和-1電平的占空比。為了消除中點電壓振蕩,在一個控制周期內iNP應為0。當負載星型連接時滿足iA+iB+iC=0,因此iNP=0的最簡解為:

dA,0=dB,0=dC,0

(3)

值得注意的是,(3)式恰是VSVPWM的基本思想。

1.2 SVPWM簡介

A2扇區的空間矢量圖如圖2所示。由圖2a可知,當參考矢量Vref位于A2子扇區時,可以由u1L、u1U、u2、u3來合成,其中u1L與u1U為冗余矢量對。對于SVPWM來說通常使用的是七段式矢量合成規則,這種合成規則在A2扇區中可表述如下:

圖2 A2扇區的空間矢量圖

(4)

其中,d1、d2、d3分別為矢量u1、u2、u3的占空比;k為矢量對u1L和u1U的分配系數,且0

iNP=iAkd1+(iB+iC)(1-k)d1+iBd2

(5)

(5)式可以通過調節k值來改變平均中點電流iNP。因此對于SVPWM來說有一個控制中點電壓的自由量。令iNP=0，可以得到:

(2k-1)iAd1+iBd2=0

(6)

由于約束條件0

基于上述分析,SVPWM關于共模電壓和中點電流的結論為:

(1) 在一個控制周期內,當iNP不為0時,將出現中點電壓振蕩。

(2) 使用了一些高共模電壓(±udc/3)的矢量。

1.3 VSVPWM簡介

圖2b中,uZS1、uZS4、uZM2為虛擬矢量,其由基本電壓矢量虛擬得到，即

(7)

由圖2b可知,當Vref位于A4子扇區時,可選擇uZM2、u3、u6來合成參考矢量。合成規則如下:

(8)

其中,d1、d2、d3分別為uZM2、u3、u6的占空比?？芍赩SVPWM中也使用了u1L和u4U這些共模電壓為±udc/3的矢量。

在一個控制周期內的iNP為:

iNP=(iA+iB+iC)d1/3=0

(9)

由以上分析可知,VSVPWM關于共模電壓和中點電流的結論為:

(1) 因為在一個控制周期內iNP總是0,所以可以消除中點電壓振蕩。

(2) 將會使用一些高共模電壓(±udc/3)的矢量。

2 RCMV-VSVPWM

2.1 RCMV-VSVPWM原理

為了同時降低共模電壓和消除中點電壓振蕩,本文提出了一種新型虛擬空間矢量調制策略,其遵循如下2項原則:

(1) 在矢量合成時,棄用圖1b中藍色的高共模電壓矢量,由此降低共模電壓。

(2) 在一個控制周期內使每相0電平作用時間相等,從而消除中點電壓振蕩。

本文提出的RCMV-VSVPWM就是基于這2點。為了說明RCMV-VSVPWM,以Vref位于A扇區為例。仔細觀察圖1b,一個位于u1位置的矢量uNZS1,1可以由作用時間相同的u2和u16L虛擬構成。

同樣,另一個位于u1位置的矢量uNZS1,2可以由作用時間相同的u4L和u17虛擬。此外,位于u4位置的虛擬矢量uNZS2,1和uNZS2,2可以分別由作用時間相同的矢量對(u2u7U)和 (u1Uu5)虛擬。上述A扇區的所有虛擬矢量可以表示為:

(10)

uNZS2,2=(u1U+u5)/2

當構成虛擬矢量的電壓矢量對的作用時間相同時,虛擬矢量對中點電壓沒有影響。以A扇區為例,基于新的虛擬矢量,RCMV-VSVPWM的空間矢量圖如圖3所示。通過采用這些由共模電壓為±udc/6或0的矢量所組成的虛擬矢量和本身具有低共模電壓的矢量(如u0、u3、u6),RCMV-VSVPWM的共模電壓可以降低到±udc/6范圍內。

由圖3可知,當Vref位于A1子扇區時,可以用u0、u6、uNZS1,1(或uNZS1,2)來合成。如果這些矢量所對應的占空比分別為d1、d2、d3時,那么合成規則為:

圖3 RCMV-VSVPWM在A扇區的空間矢量圖

(11)

一個控制周期內的iNP為:

iNP=(iA+iB+iC)(d1+d3/2)=0

(12)

綜上所述,RCMV-VSVPWM關于共模電壓和中點電流的結論為:

(1) 因為在一個控制周期內iNP始終為0,所以可消除中點電壓振蕩。

(2) 因為只使用了低共模電壓(±udc/6之內)的矢量,所以可以同時降低共模電壓和消除中點電壓振蕩。

A扇區內使用不同虛擬矢量的開關序列如圖4所示。當用虛擬矢量uNZS1,1或uNZS1,2來合成Vref時,開關序列如圖4a、圖4b所示。當使用uNZS1,2時,A相有4次開關動作;當使用uNZS1,1時,A相只有2次開關動作。在開關損耗方面,uNZS1,1優于uNZS1,2,因此選擇uNZS1,1來合成Vref。相似地,當用uNZS2,1或uNZS2,2來合成Vref時,開關序列如圖4c、圖4d所示,同樣考慮到開關損耗,只選擇uNZS2,1。

圖4 A扇區內使用不同虛擬矢量的開關序列

2.2 RCMV-VSVPWM占空比的計算

根據線電壓和矢量合成關系,各相各電平占空比為:

(13)

值得注意的是,各相各電平的作用時間相對于Vref所在區域以及虛擬矢量的選擇來說是獨立的,但是開關序列卻與上述兩者相關。

3 RCMV-VSVPWM的中點電壓控制

盡管RCMV-VSVPWM理論上可以實現中點電壓無波動,但是其中點電壓平衡機理是基于各相0電平作用時間的精確計算與執行。中點電壓平衡機理會被一些非理想因素破壞,如死區時間的插入、開關信號傳輸延遲、開關器件的開關特性以及直流側上下電容容值的偏差等。因此,在實際應用中需要合適的中點電壓主動控制。由于中點電壓受到每相0電平占空比的影響,中點電壓主動控制可以通過改變一相或多相0電平的占空比來實現。這樣就引入了相應的補償電流,可以調節中點電壓。但值得注意的是,調節0電平占空比應在不影響線電壓的情況下進行。

電容電壓不平衡因數定義為:

(14)

當ΔuNP=uC2-uC1>0時,需要降低中點電壓。也就是說應當滿足補償電流icmp>0。故icmp和ΔuNP的關系可表示為:

(15)

在A扇區,B相的開關序列由1、0、-1電平組成?？梢韵胂?用一定的規律來改變B相各電平的作用時間不僅可以實現中點電壓主動控制,而且可以維持線電壓關系不變。實現中點電壓主動控制的占空比調節如圖5所示,B相1電平占空比減小了ΔdB,1,-1電平占空比減小了ΔdB,-1。因此B相0電平占空比增加了ΔdB,0=ΔdB,1+ΔdB,-1。以負母線電壓為參考點,可得調節占空比后B相電壓變化量為:

圖5 實現中點電壓主動控制的占空比調節

ΔuB=(uC1+uC2)(-ΔdB,1)+

uC2(ΔdB,1+ΔdB,-1)=

uC2ΔdB,-1-uC1ΔdB,1

(16)

為了維持線電壓不變,(16)式中的ΔuB應等于0,因此ΔdB,1、ΔdB,-1應滿足:

(17)

調節占空比后,控制中點電壓的補償電流icmp為:

icmp=ΔdB,0iB

(18)

將(18)式帶入(15)式,得ΔdB,0為:

(19)

接著可以計算出ΔdB,1、ΔdB,-1為:

(20)

不同信號下ΔdB,1的調節如圖6所示。當ΔdB,0>0時,占空比調節可參考圖6a。直到ΔdB,1=dB,1或ΔdB,-1=dB,-1時,將無法再繼續調節,其中dB,1和dB,-1分別為調節前B相1電平和-1電平的占空比。故ΔdB,0的取值范圍為:

0≤ΔdB,0≤min[(1+kUN)dB,1,

(1+1/kUN)dB,-1]

(21)

當ΔdB,0<0時,占空比調節可參考圖6b。最極端的情況是dB,0=0,因此這種情況下ΔdB,0的取值范圍為:

圖6 不同信號下ΔdB,1的調節

0≥ΔdB,0≥ -dB,0

(22)

4 實驗結果

NPC TLI的實驗平臺如圖7所示,主控制器為Freescale公司的DSP MC56F84789,功率模塊為F3L300R07PE4,死區時間設置為3 μs。系統的主要參數見表2所列。實驗結果包括啟動過程、穩態運行、中點電壓恢復和動態過程。

圖7 NPC TLI實驗平臺

表2 實驗參數

4.1 啟動過程實驗

在無中點電壓主動控制時SVPWM和RCMV-VSVPWM啟動過程的實驗結果如圖8所示。從實驗結果可知,在自平衡能力下,SVPWM最終進入穩態,其中點電壓不再偏移但存在明顯的3倍基頻波動。

圖8 不帶中點電壓主動控制的SVPWM和RCMV-VSVPWM的啟動過程

從RCMV-VSVPWM的實驗結果可以看出,即使RCMV-VSVPWM可以消除中點電壓的交流紋波,但由于非理想因素的存在和自平衡能力的缺失,使得中點電壓的直流偏移逐漸增加,最終觸發保護機制。因此對于RCMV-VSVPWM來說采用中點電壓主動控制是很必要的。

4.2 穩態實驗

在不同的調制度和負載情況下,SVPWM、傳統VSVPWM和RCMV-VSVPWM的穩態實驗結果如圖9～圖11所示。

圖9 有中點電壓主動控制的SVPWM的穩態實驗結果

圖11 有中點電壓主動控制的RCMV-VSVPWM的穩態實驗結果

由圖9可知,其中點電壓有明顯的交流紋波但是沒有直流偏移。當m=0.8且φ=2π/5時,交流紋波幅值約為10 V(占整個直流側電壓的5%)。因為SVPWM使用了共模電壓較高(±udc/3)的矢量,所以共模電壓的幅值約為67 V(±udc/3)。

由圖10可知,其中點電壓無交流紋波和直流偏移。因為VSVPWM使用了共模電壓較高(±udc/3)的矢量,所以共模電壓的幅值約為67 V(±udc/3)。

圖10 有中點電壓主動控制的VSVPWM的穩態實驗結果

由圖11可知,其中點電壓無交流紋波和直流偏移,和傳統VSVPWM的結果一致。因為RCMV-VSVPWM棄用了所有高共模電壓(±udc/3或±udc/2)的矢量,所以共模電壓的幅值約為33 V(±udc/6)。實驗結果很好地驗證了理論分析,表明RCMV-VSVPWM對中點電壓和共模電壓具有較好的控制性能。

4.3 動態實驗

RCMV-VSVPWM在不同調制度m和負載情況下中點電壓主動控制的調節能力如圖12所示。

圖12 帶有中點電壓主動控制的RCMV-VSVPWM的中點電壓恢復過程

在應用了中點電壓主動控制后,中點電壓可以在不同調制度和負載情況下快速從不平衡狀態恢復到平衡狀態。仔細觀察圖12可知,低功率因數下的調節能力比高功率因數時強。此外,在恢復到平衡狀態后的不同條件下,中點電壓總能很好的控制到無交流紋波和直流偏移的狀態。對比圖8和圖12的實驗結果可知,帶有中點電壓主動控制的RCMV-VSVPWM可以調節中點電壓和消除非理想因素對中點電壓的影響,因此可以實際應用。

本文提出的帶有中點電壓主動控制的RCMV-VSVPWM的動態實驗結果如圖13所示,其中調制度m和負載分別突變。

由圖13可知,中點電壓總能很好地控制無交流紋波和直流偏移的狀態,這表明無論在穩態還是在動態,RCMV-VSVPWM都有很強的中點電壓控制能力。

圖13 帶有中點電壓主動控制的RCMV-VSVPWM的動態過程

5 結 論

為了同時降低共模電壓和消除中點電壓振蕩,本文提出了RCMV-VSVPWM方法,并進行了深入的分析,以更好地實現RCMV-VSVPWM。相比于傳統VSVPWM,本文提出的方法更易于實現,且同樣可以很好地控制中點電壓且降低共模電壓。實驗結果驗證了理論分析的正確性。

然而相比于SVPWM,RCMV-VSVPWM開關損耗有所增加,這是其主要缺點,將在后續工作中加以重點考慮。