基于導頻序列的火箭橇試驗遙測抗多徑信道編碼方法

李鵬勃，馬方遠，杜劍英，王 茜，劉 鵬

(中國兵器工業試驗測試研究院，陜西 華陰 714200)

0 引言

火箭橇是以火箭發動機為動力，沿著專用滑軌運動，可裝載被試品和相關測試裝置的地面試驗設施。以火箭橇試驗為基礎，模擬導彈加速飛行，通過相關測試，獲取導彈飛行狀態參數，是導彈研制過程中的重要驗證手段。由于火箭橇試驗是一種地面試驗設施，一方面遙測信號在傳輸的過程中多徑效應會更加明顯，遙測接收端在接收無線信號的過程中，由于收到的信號有真實信號、反射信號等，遙測解調時會產生較大的誤碼率；另一方面作為其動力源的火箭發動機，燃燒產生的火焰中含有高溫、高壓、湍流等顆粒物，使得遙測信號產生較大衰減(實測衰減20 dB)、頻偏和相移，也會導致遙測信號失真、誤碼率高，影響測試結果。

高速無線數字通信系統中，由于帶限發射、信道衰落、多徑傳輸與時延擴展、多普勒擴展等的影響，在接收端會產生嚴重的碼間干擾，增大誤碼率。為了消除碼間干擾，提高通信系統的性能，在接收端需采用均衡技術[1-2]。均衡算法是一種有效補償調制信號高速通信過程中碼間干擾失真的技術。雖然目前的盲均衡算法可以有效解決多徑效應的難題，但是在某些特定應用場景或者功率受限等高速通信過程中，仍存在不足?，F提出一種基于導頻序列的火箭橇試驗遙測抗多徑信道編碼方法，可以有效地克服多徑效應對信號產生的影響，提高遙測信號質量，降低誤碼率。

1 基于導頻序列的信道均衡技術

基于導頻序列的信道均衡技術，是一種基于訓練序列的線性信道估計半盲均衡技術，其方式是根據火箭橇試驗情況，通過在每幀數據之間插入一定數量的已知訓練序列對信道進行估計，在對信道進行初始化的估計后再發送有效序列，利用被訓練序列估計過的信道結果來對有效序列進行一個判決更新，完成均衡任務[3-4]。半盲均衡是一種綜合了基于訓練序列的線性均衡算法和盲均衡算法優點的信道估計均衡算法。其主要特點就是不僅利用訓練序列的信道估計方法，引入少量的已知序列來跟蹤信道，同時也利用有效序列的某些特征來進行信道估計[5]。

2 導頻序列信道編碼方法

基于導頻序列的火箭橇試驗遙測抗多徑信道編碼設計方法，在遙測發射端，通過分析以往的火箭橇試驗速度、信號傳輸速率以及多徑效應對信號傳輸帶來的影響，結合分析結果對插入導頻的信道進行估計，設計導頻數據包和信道估計數據結構，選擇合適的特殊字序列，采用已知信道特性的MSE均衡算法[6-7]，設計了基于導頻序列的火箭橇試驗遙測抗多徑信道編碼技術。

2.1 導頻數據包設計

火箭橇試驗過程中，由于火箭橇橇體貼地運動，運動速度快，地面反射路徑干擾較大，信道特性屬于時變頻率選擇性信道。在單載波體制下，頻率選擇性導致接收信號中存在嚴重的符號間干擾，必須進行均衡補償才能有效提高數據質量。而采用自適應信道盲估計和盲均衡兩種方法，需進行復雜的信號分析和計算過程，這兩種方法復雜度高、收斂性差且可靠性不足?；诓迦雽ьl的信道估計擬采用特殊字輔助進行信道估計，通過設計合適的數據幀結構和插入合適的導頻序列，可以簡單有效地實現多徑信道估計與均衡。

根據典型航空信道特性和以下假設信號參數進行導頻數據包設計。信號傳輸碼速率為10 Mbps，符號周期為100 ns，火箭橇試驗時運動速度為3Ma(3×340 m/s)，在10 km作用距離下可得出自由空間中，路徑的最大延遲時間為33 μs，多徑時延擴展100 ns。設計中考慮20%的時延裕量，考慮最大延遲時間為120 ns，時延擴展對應約為1.2個符號周期。

2.2 基于插入導頻的航空信道估計

遙測S波段頻率為2.2～2.4 GHz，為預留裕量，取最大頻率為f=2.4 GHz，假設火箭橇運動速度為3Ma(V=3×340 m/s=1 020 m/s)，則對應的多普勒頻率擴展計算為：

(1)

根據多普勒擴展的影響，認為信號在5%多普勒變化周期內，信道的特性是固定不變的，火箭橇橇體運動速度為3Ma，遙測發射機數據信號傳輸碼速率為10 Mbps，多普勒頻偏小于8.16 kHz不變的假設下，信道的持續時間間隔為6.13 μs。因此，數據幀總長度應小于6.13 μs，以保證在每個數據包傳輸間隔內信道特性保持不變，導頻完成的信道估計有效。

2.3 信道估計數據結構設計

信號的數據結構可分為信道測量模式和信道跟蹤模式兩種形式。信道測量模式下發射數據的數據結構為圖1所示。

圖1 信道測量模式數據結構Fig.1 Data structure of channel measurement mode

信道測量模式下，每兩個連續的UW數據之后發送一個有效的數據塊VD(valid data)。第一個UW用于消除信道干擾，第二個UW用于進行信道估計。這種結構下數據的塊長為：

Nb=2NUW+NVD

(2)

根據信道估計的需求，數據包設計原則為：UW持續時間大于信道時延擴展Td；需要傳送的據塊長2NUW+NVD的持續時間小于信道相干時間(信道相干時間Tc估算為多普勒擴展20×fd的倒數)，即：

NUW×Tb>Td
Nb×Tb

(3)

式(3)中，Tb為符號周期，Tc為相干時間，Td為信道時延擴展。該設計中：

Tb=0.1 μs

(4)

(5)

有效數據的利用率為：

(6)

該結構相對傳統單載波體制頻帶利用率會有所下降。一般情況下UW的長度約為最大時延擴展的兩倍，在該設計中給定的信道條件下，由于信道擴展為Td=0.12 μs，符號周期為0.1 μs，實際中至少需要4～8個符號長度的UW導頻才能完成信道估計(此時滿足NUW×Tb>Td條件)，對于3Ma運動速度的飛行器，可計算出總數據幀結構長度為：2NUW+NVD=6 130 ns/100 ns≈61 sym，即61個符號組成一個數據幀(實際設計中，考慮運動速度小于最大速度3Ma，那么可取64個符號組成一個子幀)，若取最少4個符號的導頻長度，則導頻2×UW總長度計算結果為：

NUW×Tb=2×4×0.1 μs=0.8 μs

(7)

若接收機運動速度為1Ma，則其最高的數據效率約為：

(8)

若接收機運動速度為3Ma，則其最高的數據效率約為：

(9)

通過以上計算可以看出，在接收機運動速度不大于3Ma(1 020 m/s)的情況下插入導頻的最高傳輸效率大于70%。當運動速度低于1Ma的運動速度時，可以獲得更高的數據傳輸效率，在該情況下可以通過適當的增加導頻UW序列長度，提高信道測量精度。

信道跟蹤模式下發射數據具有兩種形式的數據結構，信道估計形式和信道跟蹤形式，如圖2、圖3所示。每一個傳輸幀，幀起始位置采用信道估計形式，其余位置采用信道跟蹤形式。每次信道估計僅在幀起始位置進行，其余位置信道特性采用自適應算法進行跟蹤。

圖2 信道估計形式數據結構Fig.2 Data structure of channel estimation form

圖3 信道跟蹤形式數據結構Fig.3 Channel tracking data structure

假設，每一個信道估計形式數據結構之后嵌入N個信道跟蹤形式數據結構。單個信道估計形式數據結構中包括M個UW塊，不包含任何有效數據，此時滿足NVD=(M-1)NUW，數據塊長為Nb=MNUW。信道跟蹤形式數據結構包括一個UW塊和一個VD塊。有效數據的利用率為：

(10)

當N?M時，ηVD近似為：

(11)

信道跟蹤模式下要求信道在每(N+1)Nb個數據塊內變化是緩慢的，在該設計中，給定條件下，信道跟蹤模式能夠實現的最大有效數據利用率約為91.4%。

在低碼率情況下，信道的相對變化速率更快，比如1 Mbps下，信道的相對固定的符號周期數僅為10個符號點，此時信道跟蹤模式很難對信道進行有效地跟蹤。通過分析對比，采用信道測量模式進行信道估計是一種比較可靠，適應符號速率范圍更寬的方式。

信道測量模式數據結構下信道估計的方式為：接收信號的頻率響應除以理想UW信號的頻域特性。

(12)

2.4 特殊字序列(導頻序列)選擇

UW序列的選擇需使得序列的頻譜幅度平坦，以保證信道估計結果的準確性。常用的UW序列包括Chu序列、PN序列以及CAZAC(constant amplitude zero autocorrelation)序列等。

Chu序列滿足頻譜幅度平坦及周期性自相關僅在偏移為零時不為零的特性，同時可以給出任意長度序列的構造方法。當序列長度N為偶數時，序列滿足：

(13)

式(13)中，M與N互質。

當序列長度為奇數時，序列滿足：

(14)

取信道最大時延擴展的兩倍作為UW序列長度，在10 Mbps速率下，UW持續符號周期數為8，此時Chu序列的頻域特性如圖4所示。

圖4 Chu序列頻域幅度特性曲線Fig.4 Amplitude characteristic curve of Chu sequence in frequency domain

2.5 信道均衡設計

信道均衡采用已知信道特性的MSE均衡算法，利用UW序列估計獲得信道沖激響應內插到有效信號長度進行信道補償。在已知當前信號信噪比的情況下，均方誤差準則(MSE)均衡器的系數可表示為：

(15)

式(15)中，ωF表示均衡器系數的頻域特性，υF表示噪聲的功率。

MSE均衡器實現簡單，可滿足10 Mbps碼率、3Ma運動速度遙測信號均衡處理的要求，但是該結構對深度信道衰落信號存在噪聲增強的問題，需要結合信道編碼獲得可靠的接收信號。

采用UW序列進行信道估計能夠獲得準確的信道估計結果，但是MSE均衡器本身存在當信道深度衰落時性能差的問題。當信道衰落特性為深度零點的時刻，MSE均衡器存在噪聲增強的效應，影響接收機性能。橇載遙測發射裝置采用糾錯能力較強的LDPC編碼，遙測接收端通過LDPC譯碼，能夠有效地降低深度衰落的影響，彌補MSE均衡器的不足。所有的設計都是限于自跟蹤天線能夠滿足跟蹤指標要求的情況，但是在實際試驗過程中，遙測發射裝置天線的姿態變化可能會影響跟蹤的精度，在跟蹤性能較差時，信道均衡將會失效。為克服這種情況，增加系統魯棒性，可以通過增加異常情況處理，降低數據誤碼率。另外，均衡器設計采用頻域實現，需要進行大量FFT運算，FPGA實現中FFT的處理可采用并行方式進行FFT實現。

3 信道均衡數據幀結構設計計算

通過以上的分析，在信道測量模式下，信道均衡數據幀結構采用每兩個連續的UW數據之后發送一個有效的數據塊VD(valid data)，第一個UW用于消除信道干擾，第二個UW用于進行信道估計，有效數據長度為7個字節，一共包含Nb=2NUW+NVD=2×4+56=64個符號。

包含有信道估計導頻序列的子幀長度為64個符號(8 B)，包括1個字節長度的UW信道估計序列和7個字節長度的有效數據，數據幀總長度設計為128 B，包含8 B的數據幀頭和15個連續的子幀序列。該信道估計的數據幀結構如圖5所示。

圖5 信道估計的數據幀結構Fig.5 Data frame structure of channel estimation

根據圖5的數據幀結構設計方案，可計算得到有效數據利用率為：

(16)

可以看出，通過該方法設計的遙測數據幀結構，不但可以獲得更高的數據傳輸效率，還可以提高信道測量精度。

4 結論

本文提出了基于導頻序列的火箭橇試驗遙測抗多徑信道編碼方法。該方法根據火箭橇試驗速度以及信號傳輸速率等數據，通過選擇合適的特殊字序列，采用已知信道特性的MSE均衡算法，設計信道估計數據結構和信道均衡數據幀結構。理論數據計算表明，該方法可以有效地降低信號誤碼率，確保試驗測試數據準確可靠，提高了測試的可靠性，在近地試驗測試中具有更廣闊的應用前景。