針對5G/B5G的大規模MIMO系統射頻前端設計

（廣東工業大學，中國 廣州 510006）

1948年，香農發表著名文章《A Mathematical Theory of Communication》，奠定了現代信息論和現代通信理論的基礎。他提出了著名的香農定理[1]：

其中，C是對于頻率帶寬為B的通信通道所能夠支撐的最大數據率，P是信號的功率，N是該通道的噪底。公式（1）告訴我們：只有不斷提高信號功率和信道的頻率帶寬，才能獲得更高的通信速率。香農定理當初是針對點對點的有線通信系統提出來的。如果不考慮線路的損耗，那么接收到的功率就是發射的功率。進入無線和移動數字通信時代，公式（1）依然是當前業界用來計算無線通信系統最大信道容量的最基礎公式，但對于無線和移動通信來說，接收端天線所接收到的功率僅僅是發射端天線輻射出來功率的一小部分。通常假設接發收天線都是點源并且相互處于遠區場，令PT為發射天線輻射出來的總功率，PR是接收天線接收到的功率，GT和GR分別是接發收天線的增益，L是無線電波在接發收端之間總的空間等效路徑衰減，則有：

將公式（2）代入公式（1），可得到修正后的針對無線和移動通信的最大信道容量：

由公式（3）可知，要進一步提高無線通信速率只有兩種辦法：加大信道帶寬或者提高接收端天線接收到的功率。由于受物理規律限制，同時頻譜資源又極其受限，空間的路徑衰減無法減少，發射端的發射功率又不能夠無限制地提高。從技術上來說，只有提高接發收天線的增益才是最切實可行的途徑。方向性天線可以提供一定的天線增益，但高增益天線的空間覆蓋則會相應地急劇減小。只有增加天線數量，才能夠同時滿足5G/B5G在高速率和大空間覆蓋的雙重需求?？梢酝瑫r實現多波束賦形和空間波束掃描的大規模多輸入多輸出（MIMO）將成為支撐未來5G和B5G的最核心關鍵技術之一。

當前最流行的大規模MIMO包含N×M個平面天線單元的有源天線陣，每一個天線單元由一個獨立的射頻鏈路來驅動。由于實際的應用環境千差萬別，平面MIMO不僅在空間分布上存在波束死角，而且由于終端平臺本身也存在動態變化。這使得波束無法始終瞄準預設的方向，比如船舶上的衛星天線陣的波束必須始終指向衛星，但船的波動和傾斜使得平面MIMO系統無法應對很多波動狀態。特別是對于艦船和航空器等移動平臺，三維隨機動態擺動將使平面MIMO陣列很難確保波束保持在所希望的空間指向上。由于三維MIMO可以解決這些難題，所以三維MIMO陣列也就成為了發展趨勢。圖1給出了一個足球形MIMO陣列的實例。它是一種足球狀的船用衛星通信MIMO系統，可以確保船舶在嚴重傾斜的情況下保持與衛星的鏈接。

1 MIMO系統射頻前端設計

對于任何一個大規模MIMO系統來說，射頻前端的設計是最為核心的關鍵技術挑戰之一。理論上講，將已有的單路射頻前端和所驅動的天線簡單地并列到一起，就可以獲得一個實用的MIMO系統，但這樣簡單疊加得到的大規模MIMO系統的成本卻居高不下。這成為大規模MIMO系統走向商用化的第一個壁壘。

1.1 考慮成本的MIMO系統射頻前端設計

從射頻前端設計的角度看，通信系統用的MIMO系統與雷達用的有源相控陣有異曲同工之處。除了信號本身以及數字基帶處理不同外，兩者的射頻驅動電路（T/R組件）和天線陣基本相同。與通信的大規模MIMO系統一樣，有源相控陣雷達的目的也是實現波束掃描和波束賦形。

對于一個相控陣雷達來說，含有射頻發射前端的有源天線陣部分的成本約占整個系統成本的85%。由此類比，通信的大規模MIMO射頻前端系統在整個基站的成本中也將占據相當大的部分。這是因為，不僅要將每一個天線單元所需要的射頻前端要重復出來，為了實現波束成形、波束掃描和波束控制等，還必須要增加很多額外的電路單元。為了減小甚至消除單元間的相互影響，相關的電路也需要與發射鏈路（Tx）等集成到一起。這些都使最后的MIMO系統體積加大、成本急劇增加。如何從最開始的時候就考慮到面向成本的設計（DfC），是大規模MIMO系統能否成功商用化的關鍵所在。

針對傳統的單路射頻系統，為了確保系統的指標，設計的時候甚至以犧牲面積為代價。比如，為了避免射頻系統中電路單元間的串擾和其他可能存在的影響，在繪制版圖的時候，盡可能地將線布得比較松、電路元器件（特別是電感之間）的距離盡可能地拉大。雖然這時候的電路面積相對增大許多，但是就一路射頻而言，由于這時候的設計準則是“指標優先”，這點芯片面積的增加是可以忍受的。大規模MIMO系統則是由很多路射頻系統集成到一起的，比如，為了滿足空間覆蓋性和高數據率的不同要求，文獻中已報道具有1 024路（天線單元+射頻電路）的相控MIMO系統，而單載波上就已采用256正交振幅調制（QAM）的復雜調制形式。在電路復雜程度增加的同時，射頻前端芯片的面積也在急劇增加，致使成本呈指數增長，以至阻礙了商業化?？紤]到成本，在保證系統指標的前提下，應盡可能地減小射頻前端的總芯片面積，因此DfC成為大規模MIMO的一個新的核心設計技術[2]。

▲圖1 足球狀多輸入多輸出系統

圖2是一個傳統射頻前端的示意圖，接收鏈路和發射鏈路都是獨立的單向信號流走向。有時為了提高射頻前端系統的性能，針對接收和發射鏈路，也會對頻率綜合進行分別設計。在電路結構上，接收端的混頻器和發射端的混頻器僅僅是輸入頻率的區別。接收端的低噪聲放大器和發射端的驅動功放都是放大器，并且它們所需的放大倍數也基本相同。只不過低噪聲放大器對于噪聲的要求比一般的功放驅動放大器要高很多，這意味著低噪聲放大器完全可以用來充當發射端的驅動功放。如果能夠實現驅動功放與低噪聲放大器的共享、接發收共享同一個混頻電路和同一個頻率綜合，那么理論上這樣一個緊湊型收發前端的芯片面積將僅是傳統收發前端面積的一半，這將使系統成本大幅降低，文獻中將這種緊湊型收發前端稱之為雙向收發前端[3-5]（如圖3所示）。

▲圖2 射頻前端示意圖

▲圖3 雙向射頻收發前端框圖

對于收發雙工模式，上下行采用不同的頻率同時工作?；祛l器本身可以同時工作在兩個頻率[考慮cosω(1+ω2)和 cos(ω1-ω2)]， 這 時 候 雙向放大器也必須同時工作在兩個頻段；因此，雙向放大器實際上就是一個雙頻放大器。這時上下行模擬基帶同時存在，并且同時工作于同一個模擬頻帶，這時兩個模擬基帶電路無法共享。為了避免信號混淆，必須采用不同的上下行模擬基帶。對于時分雙工（TDD）模式則更加簡單，其模擬基帶電路也可以共享。

文獻[4]利用45 nm互補金屬氧化物半導體（CMOS）工藝實現了工作頻率為28 GHz的高效高線性度雙向收發前端芯片。文獻[5]采用65 nm的CMOS工藝實現了滿足IEEE 802.11ay標準的60 GHz雙向收發前端芯片（芯片面積僅為0.96 mm2）。

低功耗和低復雜度的優點使全射頻波束賦形（aRFbf）比中頻波束賦形和本振波束賦形更受到重視。全射頻前端波束賦形使得利用標準硅工藝實現射頻前端完全集成成為可能，這有助于減小整個射頻前端的體積和功耗，進而降低成本。更重要的是，把天線陣集成進來，在晶圓尺度實現大規模MIMO，可使成本進一步降低[6-7]。特別是在100 GHz以上的頻段，其自由空間波長在1 mm以下。MIMO天線陣的單元之間間隔大約為半波長?？紤]到硅襯底的介電常數約9.8，等效工作波長約為自由空間波長的一半。以100 GHz為例，一個標準的硅基芯片加工單元（一個光罩為22×22 mm2），最多可以得到800個單元的雙極化雙波束天線陣，一個標準的12英寸晶圓可以有100多個這樣的標準單元。將這些單元組裝起來可以很容易獲得更大規模的天線陣。比如利用CMOS工藝的頂層金屬層來實現天線陣中的每一個天線單元、利用其他各金屬層和半導體有源層來實現射頻接發收前端電路，這樣就可以利用一個標準的CMOS工藝一次性實現一個完整的MMIMO全集成、使得成品率極大提高。避免傳統上利用不同工藝平臺分別實現天線陣和射頻有源電路部分、然后再用封裝工藝將這些系統集成所造成的很多不良因素（如采用新的襯底把用不同工藝實現的天線陣與射頻前端收發SOC封裝在一起帶來的體積增大、SOC與天線陣之間的傳輸損耗增大、封裝帶來的低成品率等），進而帶來突出的成本優勢。特別地，不同規模的MIMO系統都可以通過同一個工藝的同一個晶圓來實現。這樣不僅能獲得具有大批量一致性好的優勢（同一個MIMO系統中各路間的一致性和作為產品的MIMO系統間的一致性），而且針對不同的MIMO規模要求，基于同一批次晶圓級的制造很容易實現不同的MIMO規模而不需要額外增加成本?；诖思夹g和同一批次的生產，文獻[7]在晶圓層面靈活地實現了不同規模（64單元和256單元）的60 GHz相控陣列。

1.2 MIMO系統超寬帶相移網絡設計

MIMO系統與傳統的單天線及單路射頻系統的一個最大區別，是MIMO系統需要實現波束賦形和波束掃描，因此，通過不斷地調整各個天線單元之間的相位，可以改變在遠區場總的天線輻射方向。一般來說，可以通過相移器或波束賦形網絡來實現相位調整，如Butler矩陣等。相移器和波束賦形網絡都是與頻率相關的經典電路單元。從模擬電路的角度看，文獻中有很多成熟的方案可用來獲得低損耗、高精度，甚至零靜態功耗的相移網絡，但這些設計方案所得到的網絡都是針對窄帶工作條件的，無法滿足5G/B5G寬帶的要求。如何使這些與頻率相關的電路單元寬帶化是現在面臨的巨大挑戰[8-10]。全通網絡（APNs）具有頻率不敏感性，自20世紀90年代起就常被用來實現寬帶相移器，文獻中大多數相關的工作都是針對幾吉赫茲以下頻段使用分立元器件來實現的。由于這些元器件在微波低頻段的品質因素Q值很高，所以它們可以獲得非常好的效果；但其不足是體積過大，同時由于短厘米波段和毫米波端大多數分立元器件的Q值急劇下降，損耗也會急劇增加。更為關鍵的是，由于分立元器件的一致性較差，在大規模MIMO系統中，由分立元器件造成的相位不一致性和不確定性成為大規模MIMO系統的致命弱點，這導致成品率急劇下降、成本急劇上升，致使其無法在5G/B5G的大規模MIMO中獲得有效應用。利用半導體工藝實現基于APNs相移網絡的先天不足是其Q值上不去，這導致其性能指標無法與分立元器件的實施方案相比，但其優勢是尺寸小、易于批量化生產。特別是對大規模MIMO系統而言，各路間的相位一致性和確定性可以得到有效保證，這突顯了成品率優勢。而在短厘米波段和毫米波頻段，半導體工藝低Q值的弱點不再明顯（因為分立元器件的Q值也急劇下降）。在集成化的APNs相移網絡成為支撐大規模MIMO系統商用的唯一選擇的同時，其巨大的成本優勢和批量化生產加工環境，使硅基工藝（如SiGe、CMOS）被普遍看好[9-10]。文獻[8]實現了一個360°的低功耗窄帶相移網絡，文獻[10]利用0.25 μm的SiGe雙極互補金屬氧化物半導體（BiCMOS）實現了一個寬帶的相移網絡。

Butler矩陣是比較經典的離散型波束賦形網絡，它通過不同耦合端口的輸入激勵來實現固定步長的相位調整。Butler矩陣由一系列正交耦合器、延遲線和漸變線等構成，這些耦合線、延遲線和漸變線等通常是由波導或微帶線來實現的。波導實現的Butler矩陣具有高性能、低損耗的特點，不僅可以在毫米波端來實現，還可以拓展到太赫茲頻段來實現；但其最致命的弱點是體積大、帶寬窄。相對來說，微帶實現的Butler矩陣比波導實現的要小很多，但損耗較大，特別是在毫米波及以上頻段，其輻射損耗會急劇增加，導致競爭力大減。如何將Butler矩陣小型化且使之具有可接受的性能已成為當前一大挑戰。作為一個微波無源器件小型化的技術，襯底集成波導（SIW）在工業界已經被證明是一個低成本、小型化的技術。雖然關于在不同微波頻段利用SIW來實現Butler矩陣的報道已經有很多，但是對于大規模MIMO的應用來說，其尺寸依然偏大。如何進一步使Butler矩陣小型化成為當前的熱點課題之一。

基于傳統的波導結構，為了減小尺寸，往往利用導波模式的對稱性，采用半模波導使實現的尺寸縮小一半。在毫米波段，采用脊形波導可以進一步減小波導電路的尺寸。將這樣的概念和做法移植到SIW，基于脊形半模SIW（RHMSIW）也可實現進一步小型化的Butler矩陣[11-12]。

圖4給出了尺寸縮減的示意圖?；赗HMSIW，文獻[12]實現了一個寬帶小型化的4×4 Butler矩陣。在保持同樣的性能下，利用RHMSIW實現的4×4 Butler矩陣比用SIW實現的要小70%。

將小型化的Butler矩陣與前面討論的寬帶相移網絡集成電路結合起來，就可以實現低成本、小型化且靈活的波束賦形，這是一個非常有前景和實用意義的技術。

如前所述，為滿足空間覆蓋性和高數據率的不同要求，具有1 024個天線單元的相控MIMO系統已被使用，同時單載波上也已經采用256 QAM的復雜調制形式。在理想情況下，包括天線在內所有的射頻通道都是完全等同的，這也是絕大多數仿真設計所基于的前提。這樣，可以通過實現完美的波束賦形和波束掃描來達到空間覆蓋性和高數據率的雙重要求。眾所周知，每一個射頻前端都會不可避免地使用強非線性電路單元，特別是發射端的射頻功放（PA）工作在大信號強非線性區。這帶來了非線性調制，如幅度調制-幅度調制（AM-AM）和幅度調制-相位調制（AM-PM），也使得鄰近信道之間的信號泄露影響了相鄰信道功率比（ACPR）（一個描述系統線性度的重要指標）。研究表明，在接收模式下，MIMO若干個接收信道間的交調分量，能夠在某些方向上形成相關疊加[13-14]。對于發射模式，眾多的PA很難做到完全一致，而且PA內在的非線性效應也不盡相同。對一個大規模MIMO系統來說，各個射頻通道的非線性調制（AM-AM和AMPM）效應幾乎是準隨機化的。MIMO的陣列規模越大，非線性調制效應隨機變化就越大。最新實驗表明[14]，當各個射頻通道的增益在0.25～0.5 dB內隨機變化時，MIMO系統的整體ACPR可以得到有效改善，比如具有256個單元的MIMO的ACPR相對于8個單元的MIMO改善了約3.5 dB。

▲圖4 歸一化核橫電模式場分布示意圖以及相對應的尺寸比例

圖5僅是實驗結果，目前尚無相關理論證明。如果這個趨勢是隨著陣列規模的增加而保持增加的，相比于8陣列來說，4 096陣列的MIMO規模的ACPR的改進可能高達近10 dB。從理論上給出相關的分析與證明對于進一步優化大規模MIMO性能具有重要意義。

▲圖5 100 Mbaud 64正交振幅調制的ACPR與陣列規模的關系[14]

1.3 射頻本振對MIMO系統的影響

本振是任何一個無線通信系統射頻前端都不可或缺的電路單元，本振的任何相位噪聲都將直接影響到接收信號的矢量幅度誤差（EVM）。同樣，每一路的本振也會使任何一路發射通道的相位無法達到理論上的相位需要，從而直接影響到MIMO的波束賦形和波束掃描。為了提高相位噪聲指標，傳統上都采用高性能的鎖相環（PLL）來實現低相噪。PLL將帶來很大的額外功耗（據統計，每一路接收通道的PLL功耗約為50～200 mW，每一路發射通道的 PLL 功耗約為 85～300 mW[15]）。也就是說，對于一對典型的接發收通道來說，PLL最高功耗可達500 mW。對于一個具有N個單元的大規模MIMO來說，僅PLL總功耗就高達N/2 W（對于2 048個單元的系統，最高功耗可達1 024 W）。在傳統射頻前端設計中，由于只有一路，為減小設計難度，主要精力被放在PLL上而不是在本振上。但對于大規模MIMO系統來說，不能簡單地依靠高性能的PLL（以功耗為代價）來抑制本振的相噪，因此，對于大規模MIMO系統的射頻前端而言，一個設計挑戰就是極低功耗本振的設計技術[16]。根據射頻PA的設計經驗，如果PA的效率很低，那么該功放一定會消耗更多的能量，反之，PA的功耗就相對較小。這給了我們一個啟示：如果能提高本振效率，就有可能進一步抑制本振的相噪。在高效PA設計中，一個很重要的提高效率的技術就是負載端的諧波控制和諧波回收?；?.12 μm SiGe工藝設計，文獻[15]利用效率提升技術實現了一款X波段的交叉耦合諧振電路（LC）本振，獲得了到目前為止最好的相噪水平。

1.4 大規模MIMO系統的射頻功放設計

雖然5G已經來臨，但是由于受到建設周期和用戶終端等因素的限制，實際上移動網絡是多代混合運營的。在比較長的一段時間內，3G和4G甚至2G都會與5G共存，不同的制式使用不同的射頻頻段。

射頻PA是所有無線通信和移動通信中不可或缺的一個關鍵電路單元。從通信角度講，人們希望PA可以滿足所有不同頻段的要求，并在理想情況下，用一個PA涵蓋所有的工作射頻頻段；但從另一方面講，PA又是最耗能的電路單元（以4Tx/4Rx為例，近一半的基站能耗是由PA所消耗的）。因此，在設計階段，如何實現低功耗的PA成為一個巨大技術挑戰。眾所周知，PA的效率和帶寬是矛盾的。最佳的設計是將所有的射頻頻段分成若干組，每一組相對寬帶涵蓋某些射頻頻段[17-19]，因此多頻率段高效PA設計成為當前的研究熱點之一。目前有多種設計方法和技巧來實現多頻率段高效PA，例如新的匹配網絡架構、可調單元、可重構調諧電路、多頻諧波控制網絡和其他設計技術。由于高效且可以保持一定帶寬，幾十年來，Doherty功放（DPA）一直備受關注，同時也成為眾多多頻段PA核心基礎功放的首選。標準DPA是一個相對窄帶的功放，如何將其拓展為多頻段也成為當前的熱點挑戰?；谄ヅ渚W絡的相位周期性和DPA，采用阻抗變換技術和相位補償技術，文獻[20]實現了6個頻率段的高效射頻功放。

2 大規模MIMO系統射頻前端設計面臨的新挑戰

2.1 動態空間能量分布需要新的定位理論與技術

對于傳統的單收單發（SISO）移動通信系統來說，已知給定接發收天線位置后、空間中的能量分布是固定且可以已知的（這是利用移動通信來進行定位的前提假設），但是在大規模MIMO情形下，根據惠根斯原理，這些天線單元輻射出來的電磁場能量將會在空間中產生干涉現象（猶如光的干涉條紋一樣）。眾所周知，完全等同的多點源產生的水波存在干涉現象。由于標量水波和標量無線電波都滿足同樣的數學方程式——波動方程，所以兩者的波形具有可類比性。在大規模MIMO條件下，空間中電磁波的能量分布將隨點源的數量和點源的位置等的不同而具有不同的空間變化特征。當每一個獨立點源的輸出幅度也隨時間變化時（比如，對于一個給定的大規模MIMO系統，根據使用環境的需求動態開啟不同數量的射頻通道、功放偏置電壓的波動導致各路射頻輸出功率幅度發生波動），空間中的總電磁波能量分布就成為一個隨時間和空間以及點源數量變化的函數。這些參量是動態變化的（準隨機的）、無法事先預測的。也就是說，從接收端（觀測）的角度看到某一點的能量強度后，無法確定該位置所檢測到的能量幅度的變化，是由單點源輻射出的功率變化導致的，還是由不同數量的多點源輻射疊加后造成的（這是與傳統的SISO系統所不同的）。為了更好地定量描述這個現象，我們假設只有3個同頻不同幅度的點源，它們輻射的最大功率密度分別是P1=100 W/m2、P2=25 W/m2、P3=16 W/m2，則在空間中的最大（亮斑）和最?。ò蛋撸┠芰繒S著發射天線開啟的數量而變化（如表1所示）。

表1 空間能量分布隨發射源數量而變

對于2G/3G/4G來說，當給定接發收位置和傳播環境時，接發收端之間的空間能量分布是固定的且可以預估的，接收端的任何能量變化都可以歸結到接發收之間的距離的變化。但對于MIMO系統來說，空間的能量分布還會隨著發射端數量的變化而變化，這使得利用傳統的空間能量分布來定位變得困難。因此，必須考慮發射端數量的動態變化，這正是大規模MIMO帶來的第一個新的挑戰。

2.2 接發收端之間處于遠場的假設不再完全成立

目前文獻中討論MIMO都基于兩個基本假設：

1）所有的天線都是點源；

以N個單元的線天線陣為例，D=0.5N/λ，不同的線天線單元數對應的遠區場條件如表2所示。

眾所周知，大規模MIMO的最有效使用場景是微小區，也就是說，按照點源的假設，實際的工作場景很可能無法滿足遠區場的條件。

表2 30 GHz時不同的線天線單元數對應的遠區場條件

▲圖6 一個輻射體的空間場分類

下面以Pad使用WiFi無線上網為例，說明即使是單個天線，點源假設也面臨著挑戰。假設Pad上的天線為點源、使用者站著上網，通常天線距離地面（假設是理想大地）的距離約為1.5 m。該點源的鏡像點源在離大地的負1.5 m處，并與真實的源構成了一對偶極子。上半空間的場分布就是這一對偶極子的輻射場，這時D為3 m，WiFi的頻率約為2.5 GHz（波長為0.12 m）。此時，遠區場條件則為在150 m之外。這意味著，WiFi的熱點只有在離使用者150 m之外，才能滿足通常的遠區場定義，但在實際使用中都是在十幾米之內，遠沒有達到通常的遠區場要求。

如果空間的電磁波能量為復數，那么接收天線端的總能量也是一個復數[21]：

需要說明的是，這里我們僅通過類比得出公式（5），沒有參照任何的數學推導或理論基礎。

3 結束語

大規模MIMO是保障未來網絡同時滿足高速率和大空間覆蓋要求的技術途徑，與傳統只有SISO的射頻前端設計有著很大區別，它不僅要滿足各項性能指標，更為重要的是還必須考慮整個MIMO系統的成本；因此，DfC技術成為一個核心關鍵技術。圖7總結了設計技術的發展趨勢。

從無線電波角度看，5G/B5G的實際應用場景已經不再是傳統的遠區場。這使得廣為應用的點源和遠區場下實數功率、實數波阻抗、標量波等假設不再嚴格成立，并且基于這些假設得到的信道最大容量必須被修正。因此，5G/B5G時代的一個最核心基礎挑戰就是如何基于矢量電磁波來研究空間無線信道傳播，而如何基于波印廷矢量來分析最大信道容量是當前面臨的迫切挑戰。

▲圖7 射頻前端設計技術先進性

致謝

本工作是在廣東省“珠江人才計劃”領軍人才項目的資助下完成的，在此謹致謝意！