高效率F類Doherty功率放大器研究

劉國華，王維榮，范凱凱，程知群

（杭州電子科技大學電工電子國家級實驗教學示范中心，杭州 310018）

0 引言

隨著5G 技術的快速發展，對現代無線通信系統的工作效率和傳輸速率要求也越來越高，射頻功率放大器（Power amplifier，PA）作為整個無線通信系統的核心部件，對通信系統性能的優劣起著關鍵作用［1-5］。設計一款綜合性能突出的射頻功率放大器至關重要。

無線通信系統中傳輸的是可變包絡信號，信號具有較高的峰值平均功率比（Peak to average power ratio，PAPR），實際通信基站要求在功率回退時有較高的效率，如何保持功率回退下的PA 效率是電路設計面臨的一個關鍵問題。目前主要的技術有使用非線性組件的線性放大（Linear amplifier using nonlinear components，LINC）技術、Kahn 包絡消除與恢復、Doherty［6-11］、包絡跟蹤等技術，在這些方法中，Doherty技術具有結構簡單、易于實現、成本較低、對于系統的線性度影響小等優點。

為使Doherty 功率放大器（Doherty Power Amplifier，DPA）在功率回退時具有更高的傳輸效率，本文將高效率F類功率放大器與Doherty 功率放大器相結合，實現了F 類DPA。設計一款工作頻帶為1.7～1.9 GHz的射頻功率放大器，其飽和輸出功率大于43 dBm，平均飽和效率超過70%，功率回退6 dB 時的效率大于50%。

1 F類Doherty理論分析與設計

1.1 F類DPA理論

F類功率放大器歸一化的漏極電壓和電流的表達式為［12］：

通過式（1）、（2）可以得到F類功率放大器的基波阻抗表達式為：

式中：Udc為漏極電壓；Imax為漏極電流最大值。諧波阻抗為：

由以上理論分析可知，F 類功率放大器主要是通過對漏極輸出電壓、電流波形進行整形，使得電壓為方波，電流為半正弦波，其漏極電壓、電流波形如圖1 所示，并且漏極電流與電壓波形在時域上無交疊。F 類功率放大器功率管無直流功率消耗。漏極電壓奇次諧波開路，偶次諧波短路，在諧波頻點也沒有功率消耗。理論上漏極效率可以達到100%［13-14］。在實際設計中，由于設計復雜性和成本等問題，對F 類功率放大器只控制到3 次諧波。

圖1 F類漏極電壓與電流波形

Doherty功率放大器從結構上主要分為非對稱和對稱兩種。DPA的原理分析如圖2 所示［15］。

圖2 Doherty功率放大器原理圖

主輔功放分別以電流源i1和i2表示。假設：

式中，ζ為回退因子，0 ＜ζ ＜1。當輸入功率介于小信號狀態和大信號狀態之間的臨界點時，ζ ＝0，當輸入功率達到飽和點時，ζ ＝1。對于對稱式Doherty，阻抗、ZP可以分別表示為：

當Doherty達到飽和時，I1T＝I2＝Imax／2，匯合點兩邊負載都是＝ZP＝Ropt。λ／4 微帶線兩端等電勢，所以兩端電壓與電流可表示為：

通過推導最終可以得到主功放輸出電壓中基波分量為：

1.2 F類DPA設計過程

F類功率放大器主要是通過抑制諧波來達到高效率，諧波控制網絡的設計顯得尤為重要：通過負載牽引技術對功率管進行諧波牽引與基波負載牽引，牽引得出的結果見表1，當3 次諧波以后，功率附加效率（Power added efficiency，PAE）增幅明顯減小，同時會提高設計復雜度和PCB 制板成本。本次設計只控制到3 次諧波，通過優化調諧，基波、2 次諧波、3 次諧波阻抗分別選取為（16.35 ＋j24.23）Ω、（0 ＋j67.52）Ω、（1.941 ×10-13＋j728.386）Ω。

表1 負載牽引功率效率與阻抗關系表

在進行諧波控制網絡設計時，將基波輸出匹配網絡阻抗分別匹配到上述3 個阻抗值，設計的諧波控制網絡如圖3（a）所示。經過仿真，由圖3（b）可見，諧波阻抗匹配良好。

圖3 諧波控制網絡和仿真數據

在進行F 類Doherty 功放整體電路設計時，Doherty結構是由載波功放和峰值功放組成，需要用到功率合成和功率分配技術，這里采用威爾金森功分器，其微帶結構如圖4（a）所示，其中Z0、Z02、Z03分別表示3 段微帶線的特征阻抗。

設功分器功率分配比為K2，則有：

在本次設計中使用的是等分功分器，即K＝1。此時Z02＝Z03＝，R＝2Z0，輸出端阻抗匹配到Z0，可以計算出微帶線參數，設計的功分器如圖4（b）所示。參數優化后的仿真結果如圖4（c）所示?？梢?，在1.7～1.9 GHz 頻帶內，S21約為3 dB，S11基本小于-30 dB。

圖4 功分器結構和仿真結果

將Doherty峰值功放直流工作點選取在C類狀態，同時峰值功放的工作電壓取值應使得DPA在回退5～6 dB 時仍可以保持較高的效率。低功率輸入階段，峰值功放不工作，根據λ／4 微帶線阻抗轉換理論，載波功放的輸出負載為100 Ω，是單路功率放大器輸出負載的2 倍，所以當輸出電流達到單路功放飽和電流的1／2 時，輸出電壓就達到了飽和，功率輸出有3 dB的回退，正是由于電壓的提前飽和，載波功放可獲得較高的輸出功率。此時，峰值功放開始工作，載波路的輸出電壓一直處于飽和狀態，同時輸出電流增大，并且由負載牽引后的載波路負載阻抗值有所減小，所以載波路的效率仍然處于較高值。因為峰值功放工作在C類狀態，所以整體效率一直保持在較高狀態。將峰值功放的柵極工作電壓設置為-6 V，當滿足載波功放飽和輸出功率回退3 dB時峰值功放開啟。

通過以上載波功放、峰值功放、功分器的設計，最后進行連接，優化調整F類DPA整體電路。由于載波功放與峰值功放存在相位問題，所以需要加入相位補償線，同時，該補償線的另一個作用是，當在低輸入功率狀態時，峰值功放工作在開路狀態，避免了載波功放功率的損耗。

2 F類Doherty制作與測試

F類Doherty整體電路結構和在PCB 上加工后的實物照片如圖5 所示?；宀捎玫氖荝ogers4350B，其相對介電常數為3.66，厚度為0.762 mm，覆銅厚度為35 μm，晶體管型號為GaN HEMT CGH40010F。

圖5 F類Doherty整體電路結構和實物照片

圖6（a）、（b）分別為飽和與回退功率時的仿真和測試數據對比圖，由圖6（a）可見，在1.7～1.9 GHz頻帶內的飽和功率均大于43 dBm，最大值可以達到44.66 dBm，平均漏極效率在70%以上。圖6（b）為輸出功率回退5～6 dB 后的測試結果。由圖中可見，在1.8 GHz中心頻點處，漏極效率與輸出功率最大，在整個工作頻帶內平均回退效率大于50%。

圖6 仿真和測試結果對比圖

測試結果表明，在1.7～1.9 GHz的頻帶內飽和輸出功率可以達到44.66 dBm，回退時的平均漏極效率在50%以上，展示出了良好的性能。

3 結語

通過將高效率F 類功放與Doherty 結構相結合，實現了一款頻段為1.7～1.9 GHz 的功率放大器。測試結果表明，該功率放大器在飽和功率與回退功率時均保持了較高的效率，可潛在應用于無線通信系統中，該設計方法具有一定的創新性。該電路結構簡潔，易于實現，具有很好的應用前景。