一種寬帶平面水平極化全向天線?

侯愛霞

(重慶科創職業學院人工智能學院，重慶 402160)

全向天線通常是指天線的方向圖在水平面內是一個無方向性的圓，全向天線有水平極化、垂直極化和圓極化。垂直極化近似電偶極子的輻射，水平極化近似磁偶極子的輻射。通常垂直極化全向天線的實現較容易，有單極天線[1－2]、雙錐天線[3]等形式。由于磁偶極子并不存在，所以水平極化全向天線通常采用單元組陣來實現，常見的形式有:縫隙陣[4－5]，圓柱微帶陣[6－7]，旋轉場天線[8－10]，環天線及其變形等[11－13]。文獻[5]中的縫隙全向天線具有全向性好的優點，但尺寸較大，匹配帶寬也較窄。文獻[6]為圓柱微帶陣，輻射方向圖具有良好的全向性，但是天線在實際生產加工中并不方便，尺寸較大。文獻[9]為旋轉場天線，該天線可以在很寬的頻帶內保持輸入阻抗變化不大，但是，天線需要對兩端口正交饋電，饋電結構復雜。環天線變形中常見的“苜宿葉”型天線[14]通過等效均勻電流環來實現全向水平極化輻射，但是此類天線由于饋電匹配較難，饋電結構不對稱，全向性方向圖的圓度并不理想。

據研究，發射端和接收端都采用水平極化天線的系統比發射端和接收端都采用垂直極化天線的系統可以多獲得平均10 dB 的功率[15－16]。因此研究水平極化全向天線有著重要的現實意義。

本文提出一種新型寬頻帶寬波束水平極化全向平面天線，天線基于旋轉場天線原理，省去復雜的饋電網絡。由于Vivaldi 天線具有寬頻帶、端射等特點，4 個印刷的Vivaldi 天線旋轉后通過功分器與微帶線匹配結構得到該水平極化全向天線。阻抗帶寬3.6 GHz～6.6 GHz(S11<－10 dB)，實測不圓度小于3 dB。半功率波束寬度不小于120°。

1 天線結構設計

天線在滿足水平極化特性和全向輻射方向圖的同時，還具有一定的寬頻帶和平面化的優勢，本文設計了工作頻帶為3.6 GHz～6.6 GHz 的正方形結構的平面天線，結構如圖1 所示。該天線由4 個旋轉的Vivaldi 天線與饋電網絡構成。Vivaldi 天線指數函數設為:

圖1 全向天線結構圖

4 個端射的Vivaldi 天線形成全向輻射，同時4個Vivaldi 天線的極化方向呈現水平旋轉，省去對饋電網絡的輸出端口相位正交的需求。饋電網絡只需要一分四功分器以及相應匹配結構，簡化了旋轉場天線復雜的饋電網絡，采用階梯型微帶線阻抗變換器，滿足寬頻帶的特性。天線印刷在方形的PCB上，通過SMA 在方形介質板的中心饋電，介質板采用FR4，介電常數4.4，厚度0.5 mm。采用電磁仿真軟件HFSS 對天線結構參數進行優化，其優化后的尺寸見表1。

表1 天線尺寸參數

2 原理與仿真分析

2.1 超寬頻帶Vivaldi 天線

Vivaldi 天線是一種典型的端射行波天線(Terminal wave antennas，TWAs)。它可制作為印刷型天線，有低剖面、輕質量、易于安裝與集成等優點。漸變槽線天線在阻抗帶寬方面有著顯著優勢，并具有增益穩定，方向圖對稱等特點，

傳統Vivaldi 天線采用微帶線耦合饋電，結構示意圖如圖2 所示，天線的輻射方向是由較窄的槽線端過渡到較寬的槽線端，兩側槽線的電場沿著槽線且方向相反，磁場從一側指向另一側。槽線是按照式(1)指數變化，槽線終端為圓弧形短路狀態，用于調節阻抗。耦合饋電的微帶線結構為實線部分，天線背面為指數漸變槽線，正面為終端開路的微帶線，微帶線與槽線相互垂直，重合處為耦合饋電點。

圖2 Vivaldi 天線工作原理圖

設指數漸變線內電場沿x軸方向分布，b為漸變線寬度，漸變線內的電場E可由下式得到

式中:

為了簡化饋電網絡與Vivaldi 天線的阻抗匹配，微帶線饋電端口阻抗設為100 Ω，通過調節微帶線特征阻抗和延長部分長度，以及調節短路槽線在微帶線另一側延長部分長度。通過HFSS 優化后得到Vivaldi 天線的反射系數以及輻射方向圖如圖3所示。

如圖3(a)所示為Vivaldi 天線采用微帶端口饋電時反射系數的仿真結果，天線阻抗帶寬為3 GHz～15 GHz(dB<－10 dB)，圖3(b)呈現出端射輻射方向圖，H 面呈現寬波束特性，半功率波束寬180°。所以在組合后的全向天線同樣呈現寬波束特性。

圖3 Vivaldi 天線仿真結果

2.2 全向天線

由4 個旋轉的水平E 面方向圖組合為水平全向輻射，如圖4 所示。組合后的全向天線的H 面方向圖為Vivaldi 天線的H 面方向圖。

圖4 4 個Vivaldi 天線旋轉全向示意圖

如圖5 所示，四個旋轉的Vivaldi 天線采用一分四功分器饋電，Vivaldi 天線輸入阻抗為100 Ω，即功分器負載ZL＝100 Ω，由于功分器采用50 Ω 同軸饋電，故源阻抗Zs＝50 Ω，節點阻抗ZL1＝200 Ω，取輸入阻抗ZL1＝150 Ω。

圖5 功分器與微帶線匹配結構圖

功分器與微帶線階梯阻抗匹配仿真結果如圖6所示，由于參數特性，數據是重合的。從仿真結果中可以看工作帶寬為3 GHz～6.5 GHz(S11<－10 dB)，微帶線階梯阻抗匹配的帶寬決定了全向天線的阻抗帶寬。

圖6 功分器的S 參數仿真結果

Vivaldi 天線與帶有阻抗變換的功分器結合在一起組成平面全向天線，仿真天線表面電流分布圖如圖7 所示，4 個Vivaldi 天線同相饋電時，帶有槽線的正方形表面的電流分布圖?？梢钥吹? 個Vivaldi 天線表面上電流首尾相接，形成了較均勻的同相環狀電流。其表面均勻同相電流分布等效電小環，因此形成了在垂直面“∞”字形、水平全向的輻射方向圖。

圖7 全向天線表面的電流分布圖

3 結果

如圖8 所示為測試與仿真S參數，全向天線的阻抗帶寬3.6 GHz～6.6 GHz(S11<－10 dB)。右下角為天線實物加工照片與測試照片。通過分析全向天線的阻抗帶寬主要由微帶阻抗變換器帶寬決定。實測結果與仿真結果偏差了100 MHz，造成這一結果的原因包括:實際接頭焊接引入寄生參數，導致匹配惡化；加工誤差導致天線頻率發生偏移。

圖8 全向天線反射系數

天線仿真的輻射方向圖如圖9(a)所示，測試歸一化后的方向圖如圖9(b)所示。天線在整個工作帶寬內輻射特性和小環天線相似。天線在E 面上產生全向水平極化輻射的特性，不圓度良好。H 面產生“∞”字形輻射特性，在6.0 GHz～6.5 GHz 處由于Vivaldi 天線最大輻射點不在頂點，導致全向天線H 面的最大輻射方向不在水平方向上，6.5 GHz 時出現凹陷，故6 GHz～6.5 GHz 的E 面輻射方向圖出現波動，實際測試表現更為明顯，6.5 GHz 時實際測試E 面輻射方向圖的不圓度小于3 dB，導致方向圖不圓度惡化的原因主要包括接頭焊接點焊錫不對稱，導致能量分別配不均勻，以及PCB 阻焊綠油對輻射性能的影響。

圖9 全向天線方向圖

5 結論

本文設計了寬頻帶寬波束平面全向天線，基于旋轉場天線卻省去復雜的饋電網絡，天線結構緊湊。該天線輻射水平極化波，E 面為水平全向的“O”字形，H 面為垂直面“∞”字形，實際測試全向天線阻抗帶寬3.6 GHz～6.6 GHz，Vivaldi 天線H 面具有寬波束特性，旋轉后形成全向天線在H 面上同樣具有寬波束特性，半功率波束寬度大于120°。該平面天線印刷在PCB 上，易于與系統集成與安裝。