E 波段集成雙工-功分器的設計

余 亮 ，張 健 ，孫朋飛 ，張 偉

（1.杭州電子科技大學 電子信息學院，浙江 杭州 310000；2.武漢大學 電子信息學院，湖北 武漢 430000）

0 引言

毫米波無線通信系統容易遭受高路徑損耗和大氣吸收，并且容易受到天氣條件和降水的影響[1]。然而，在E 波段（71～76 GHz 和81～86 GHz）存在一個大氣窗口，其大氣衰減較低，這使E 波段成為各國的研究熱點。

雙工器和功分器是通信系統中不可或缺的兩個器件。雙工器的常見設計方法有基于T 型匹配網絡[2-4]、基于分布式耦合[5-7]、基于共用諧振器[8-11]?，F有一種有助于改善系統性能和減小尺寸的新穎的拓撲結構是將功分器集成在雙工器內部[12]。

本文將用脊波導帶通濾波器來設計E 波段集成雙工-功分器。首先介紹了階梯矩脊波導過渡結構的設計，然后介紹了基于消失模的脊波導帶通濾波器的原理和脊波導帶通濾波器的設計過程，并介紹脊波導功分器的設計，最后對雙工-功分器進行了仿真和實測。

1 階梯矩脊波導過渡的設計

為了使設計的雙工-功分器能與標準器件對接，在4 個端口設計了多級階梯矩脊波導過渡結構。

多級階梯矩脊波導過渡結構如圖1 所示。矩形波選用標準波導WR-12（a=3.1 mm，b=1.55 mm），單脊波導的尺寸選取需要滿足截止頻率小于帶通濾波器通帶邊緣的頻率，一般留有10%～20%的余量，這里設置單脊波導寬度wr1=1.8 mm，高度hr1=1 mm，金屬脊高度hra1=0.5 mm，寬度wra1=0.4 mm。單脊波導的截止頻率約為60 GHz，滿足要求。矩形波導與單脊波導之間采用多級階梯來實現阻抗匹配，每節階梯的長度相等（lra4=lra3=lra2=1.1 mm）。由于矩形波導與脊波導存在高度差，將每段脊波導高度和寬度依次減小，并且將每段金屬脊的寬度依次減小，高度依次增加，來實現矩形波導與脊波導之間良好的匹配。

圖1 階梯矩脊波導結構過渡結構

在HFSS 對矩脊波導過渡結構進行建模仿真優化，最后仿真結果如圖2 所示，在71～86 GHz 波段，S11 小于-27.6 dB，S21 大于-0.01 dB，實現了良好的匹配。

圖2 矩脊波導過渡結構仿真結果

2 脊波導帶通濾波器的設計

消失模是指當傳輸電磁波的頻率小于截止頻率，波導中能量類似于處于無傳輸狀態，只有一定程度的存儲，而電磁波的波動現象消失的狀態[13]。

處于消失模狀態的波導部分可以等效為“π”型電感網絡。單脊波導可以等效為容性網絡?；谙５臑V波器的等效電路模型如圖3 所示?；谙５募共▽V波器有插入損耗低、結構緊湊、通帶寬及阻帶寬等優勢[13]。

圖3 基于消失模的帶通濾波器的等效電路模型

綜合考慮阻帶抑制和尺寸，本文選用7 階帶通濾波器。使用couplefil 綜合出81～86 GHz 帶通濾波器的耦合系 數（KS，1=K1，S=0.084；K1，2=K2，1=0.070；K2，3=K3，2=0.050；K3，4=K4，3=0.047）。圖4 中t1～t8為消失模波導長度，l1～l7為金屬脊長度，We和wr1分別為消失模波導寬度和脊波導寬度。由于結構對稱，只列出部分數據，其中l2=l3=l4。諧振器間耦合強度與消失模的寬度和耦合長度有關。通過調整消失模的耦合長度和寬度來滿足耦合系數。調整消失模波導的寬度使截止頻率大于濾波器通帶的上邊緣[14]。經過優化后的濾波器所有參數的值在表1 中列出。71～76 GHz的脊波導帶通濾波器設計也是類似的，不再進行闡述。

表1 脊波導帶通濾波器參數表

圖4 脊波導帶通濾波器

脊波導帶通濾波器在HFSS 仿真結果如圖5 所示，在71～76 GHz 頻段，S11 小于-19.5 dB，S21 大于-0.05 dB；在81～86 GHz 頻段，S11 小于-21.1 dB，S21 大于-0.03 dB。

圖5 脊波導帶通濾波器仿真結果

3 脊波導功分器的設計

設計的單脊波導功分器的結構如圖6 所示，結構類似于T 形結，在交匯處設置一個容性金屬平板，將脊波導內的感性金屬脊延伸到容性的金屬平板內構成阻抗匹配網絡[15]。使兩邊金屬脊的延伸長度相等（ex2=ex3），即可以實現兩輸出端口功率平分。通過調整金屬平板的寬度pw和高度hr3以及金屬脊的延伸長度可以實現良好的匹配。

圖6 脊波導功分器結構

優化后的脊波導功分器參數為：pw=2.16 mm，hr3=0.21 mm，ex1=ex2=ex3=0.3 mm。仿真結果如圖7 所示，在71～86 GHz內，S11 小于-30 dB，S21=S31=-3.05 dB。

圖7 脊波導功分器仿真結果

4 雙工-功分器的仿真和實測結果

雙工-功分器的結構如圖8 所示，將設計好的兩個帶通濾波器通過功分器連接起來。端口1 為下行通道（81～86 GHz），端口2 為上行通道（71～76 GHz），端口3 和端口4 為功分輸出端口。

圖8 雙工-功分器的結構

最后，在HFSS 進行仿真優化，最后得到的仿真結果如圖9 所示。在71～76 GHz 和81～86 GHz，回波損耗大于12.5 dB，通道間的隔離度大于43.2 dB。3 端口和4 端口輸出幅度基本一致，在81～86 GHz，S31 和S41 基本維持在-3.85 dB 左右；在71～76 GHz，S32 和S42 基本維持在-3.8 dB 左右。

圖9 雙工-功分器仿真結果

對雙工-功分器進行加工，腔體材料采用鋁，實物如圖10 所示，尺寸為62 mm×27 mm×22 mm。用思儀的3672E 矢量網絡分析儀對實物進行測試，仿真結果與實際測試結果比較如圖11 所示。從圖中可以看出實際測試結果與仿真結果基本吻合，實際測試的兩通道間隔離度大于41.5 dB，在81～86 GHz，S31 和S41 基本維持在-5.01 dB左右；在71～76 GHz，S32 和S42 基本維持在-4.95 dB 左右。

圖10 雙工-功分器實物圖

圖11 仿真結果與實際測試結果比較

5 結論

本文設計了一種E 波段集成雙工-功分器，用HFSS進行建模仿真，仿真結果表明兩功分輸出端口的幅度基本一致，各通道回波損耗大于12.5 dB，通道間的隔離度大于43.2 dB。實際測試的結果與仿真結果基本吻合，表明方案的可行性。后續可以將其用在天線的饋電網絡中，做成雙工天線減少通信系統尺寸。