極靴隔磁槽對9槽6極IPMSM關鍵頻段噪聲的抑制研究

徐 飛，邱小華，尹華杰

(1.廣東美芝制冷設備有限公司，佛山 528399； 2.華南理工大學 電力學院，廣州 510640)

0 引 言

9槽6極永磁同步電動機由于槽數、極數少，不僅具有一般分數槽集中繞組端部連接短、省銅、高效的優點，還具有線圈個數少、嵌線快、能以較低的逆變頻率獲得較高的電機轉速等額外優點，在方波無刷直流電動機驅動中采用較多[1]，而在交流永磁同步電動機驅動的場合，則需要解決轉矩脈動較大[2-4]、電樞磁動勢諧波多[5]、低階振動和噪聲較大[6]等諸多問題。目前，少槽、近極槽數配合的分數槽集中繞組永磁同步電動機以9槽8極、9槽10極、10槽12極較為常見[7]，9槽6極永磁同步電動機雖然也有些研究和應用，但多集中于表貼式永磁同步電機[2-5]，因其電樞反應弱，可抑制電樞諧波磁場。

在變頻空調壓縮機永磁同步電動機驅動的場合，高性能的永磁、軟磁材料與永磁體內置式結構配合，再加上9槽6極的分數槽集中繞組，可顯著提升空調整體效率、降低永磁體失磁風險、簡化工藝、降低成本。但永磁體的高磁能將不可避免地產生較大的電磁力，9槽6極繞組有較大的低次電樞磁動勢諧波加上內置式轉子較大的電樞反應，將不可避免地產生較大的低階次電樞磁密諧波，從而產生較為突出的低階次振動和噪聲[6]。

文獻[8]全面綜述了分數槽集中繞組表貼式永磁電機降低諧波的技術，包括采用特殊繞組結構、定子軛部或轉子軛部添加磁障等幾種措施。但9槽6極電機由3個極簡的單元電機構成，無法象12槽10極等電機那樣通過采用Y-△混合繞組之類的繞組設計措施來降低諧波[7]，在軛部添加磁障也難以抑制內置式永磁同步電機(以下簡稱IPMSM)的電樞諧波磁場。

本文針對一款由9槽6極IPMSM驅動的變頻壓縮機樣機在某關鍵頻段存在低階次振動與噪聲的問題，分析確定了其關鍵電磁力波的磁場諧波來源；提出采用在轉子極靴上添加隔磁槽的措施來抑制關鍵磁場諧波，從而抑制關鍵頻段的振動和噪聲；并應用FEM動態凍結磁導率法仿真，對比了多種方案的磁場諧波、關鍵徑向電磁力波，結合樣機制作與噪聲測試，驗證了在轉子極靴上添加隔磁槽對關鍵頻段降噪的有效性。

1 9槽6極IPMSM關鍵徑向電磁力分析

1.1 電機徑向電磁力的解析計算與表示

根據文獻[9]，旋轉電機氣隙徑向磁密Br(θ,t)及徑向電磁力pr(θ,t)：

Br(θ,t)=F(θ,t)·λ(θ,t)

(1)

(2)

式中：θ為氣隙圓周機械角度；t為時間；F(θ,t)為磁動勢；λ(θ,t)為氣隙磁導；μ0=4π×10-7H/m。

無論是F(θ,t)、λ(θ,t)、Br(θ,t),還是pr(θ,t)，都可以用余弦形式的旋轉諧波Mn,mcos(npθ- 2πmfe+δn,m)之和來表示。其中，p為電機基波的極對數；n是旋轉諧波極對數對p的倍數(以下簡稱極對倍數)，可取任何整數，其符號代表諧波正轉或反轉(0代表呼吸模態的諧波)；m是旋轉諧波在氣隙中某固定點處的徑向振動頻率對基波電頻率fe的倍數(以下簡稱電頻倍數)，可取任何非負整數(0代表靜止諧波)；Mn,m是該諧波的幅值；δn,m是該諧波的初相角。在下面的定性分析中，不考慮幅值和初相角，用(極對倍數，電頻倍數)=(n,m)來指稱一個旋轉諧波，并在右括號“)”的右側下標字母f、λ、B、p表示屬于磁動勢、磁導、磁密或徑向力。

1.2 9槽6極IPMSM的噪聲根源分析

變頻壓縮機用9槽6極IPMSM樣機一個轉子磁極的結構如圖1(a)所示。當壓縮機運行在3 600～5 400 r/min(60～90 Hz)時，發現在對應的800～1 000 Hz頻段存在噪聲值偏高的問題。經近場聲源定位，確定振動噪聲的源頭為電機本體。

圖1 IPMSM的轉子方案

考慮到定子徑向振動的變形量大致與徑向力波的空間階次(一個電樞圓周的波個數)的4次方成反比，故只需關注階次較低、幅值較大的力波。對于9槽6極IPMSM，就是關注0、3階、6階等力波(或者說n=0、1、2的力波)中幅值較大的分量。n=0對應呼吸模態的徑向力，與測得的振動噪聲情況不符，可以排除。在n=1和n=2兩種情況中，當徑向力幅值相同、諧振情況也相同時，前者產生的振動變形量大約為后者的24=16倍，因此如果存在n=1的徑向力，就應予以重點考慮。

從頻率來看，800～1 000 Hz頻段對應的電頻倍數為m=800/(60×3)～1 000/(90×3)≈4.44～3.7。由于定子主要磁密諧波的頻率都等于fe，轉子主要磁密諧波的頻率都為fe的奇數倍，因此它們產生的徑向電磁力諧波的頻率都為fe的偶數倍，故800～1 000 Hz頻段徑向電磁力對應的電頻倍數應為m=4。需要重點考慮 (n,m) = (1, 4)p的徑向電磁力是否存在且幅值偏大。

由式(2)以及余弦函數積化和差公式可知：首先，3次諧波磁密(3, 3)B與電樞磁密的反轉2次諧波 (-2, 1)B可以產生(1, 4)p，5次諧波磁密(5, 5)B與電樞磁密的正轉4次諧波(4, 1)B也可以產生(1, 4)p；其次，(3, 3)B、(5, 5)B主要源于轉子永磁勵磁與氣隙平均磁導作用的貢獻，以及定子基波磁動勢(1, 1)f與轉子磁導諧波(2, 2)λ以及(4, 4)λ作用的貢獻，是難以避免的；最后，電樞(-2, 1)B、(4, 1)B來源于電樞諧波磁動勢與轉子平均磁導作用的貢獻，在9槽6極結構下，它們的數值必然很大，且靠傳統手段難以抑制。因此，9槽6極IPMSM的(1, 4)p必然存在且較大。

2 極靴隔磁槽降噪方案及FEM分析

2.1 極靴隔磁槽措施及原理

9槽6極分數槽集中繞組的電樞磁動勢中含有很大幅值的反轉2次諧波，且無法通過短距、分布等傳統手段來抑制。為此，本文提出在轉子極靴上添加隔磁槽來抑制這類諧波，從而達到降低電機關鍵頻段振動噪聲的效果。該方法的具體結構如圖1(b)、圖1 (c)的方案2、方案3所示，二者的差別在于，方案2的隔磁槽深度稍淺，方案3的隔磁槽較度、且一直貫通到了永磁體的表面。

隔磁槽降低電樞反應磁密諧波的原理：電樞反應的2次諧波磁密是以一個極距為周期的，因此轉子磁路的凸極性對其阻礙作用不大，但如果用圖1(b)、圖1(c)的隔磁槽，將每個磁極沿氣隙圓周方向分割成若干部分，從而迫使電樞磁密諧波的磁力線通過永磁體或隔磁槽，就會大幅降低包括2次電樞諧波磁密在內的低次諧波磁密的幅值?？梢灶A見，隔磁槽數量越多，能抑制的諧波磁密的次數就越高；隔磁槽越深，抑制的效果就越好。不過，所容許的隔磁槽數量、深度是受空間、機械強度等因素限制的。

需要說明的是，本文采用隔磁槽的主要目的是抑制9槽6極集中繞組電樞反應的磁密諧波。它不同于文獻[10-14]中介紹的不均勻分布的隔磁槽的用途，它們的主要目的是產生高正弦度的永磁場[10]，降低諧波損耗[11-12]，減小轉矩脈動[13]。

2.2 徑向磁密的動態凍結磁導率FEM分析

針對圖1的3個方案，本文進行了二維FEM凍結磁導率動態電磁仿真，提取永磁勵磁與電樞電流勵磁共同作用的徑向氣隙磁密(Brofiabc+pm)、以及兩種勵磁各自貢獻的徑向氣隙磁密(Brofiabc、Brof pm)[14]，再進行徑向磁場和徑向電磁力的二維傅里葉分析(FFT2)，以判斷隔磁槽對4fe徑向力的抑制效果。

由于3個方案的磁路存在差別，故在FEM仿真中，以產生相同平均電磁轉矩為目標，各方案的相電流有效值(id=0控制)分別設置為2.51 A、2.53 A和2.554 A。

圖2為3個方案氣隙磁密諧波的桿狀圖。圖3為前述關鍵4fe徑向力(1,4)的主要徑向磁密諧波源的方案對比柱狀圖，表1為其幅值比較?？梢姡?1)總徑向磁密中，(1，1)B、(3，3)B、(5，5)B等磁密諧波主要來自永磁勵磁；反轉的2次磁密諧波(-2，1)B主要來自電樞勵磁；永磁勵磁、電樞勵磁都對正轉的(4，1)B磁密諧波有較大貢獻，但永磁勵磁的貢獻更大一些；(2)各方案的總基波磁密(1，1)B差別不大，相對方案1(基準)，方案2、方案3分別降低了0.7%和1.1%，其對平均電磁轉矩的影響已通過電樞電流的微調得到補償；(3)方案2、方案3的 (-2，1)B的總幅值分別降低了25%和33%；(4)(3，3)B的總幅值分別降低了47%和44%；(5)(4，1)B的總幅值分別降低了8%和15%；(6)(5，5)B的總幅值變化不大，分別變化了+0.7%和-6%?？傮w來講，方案2、方案3抑制關鍵磁密諧波的效果都很好，但隔磁槽貫通的方案3更優一些。此外，隔磁槽不僅抑制了電樞反應磁密諧波，也大幅降低了永磁磁密諧波。這是因為隔磁槽對氣隙永磁磁密具有分區、分流、隔離的效果，因而改變了氣隙永磁磁密的波形及諧波含量。

圖2 各方案徑向氣隙磁密諧波的桿狀圖(磁密FFT2結果的圖示)

圖3 各方案影響4fe關鍵徑向力(1, 4)p的主要徑向氣隙磁密諧波的幅值柱狀圖

表1 3個方案的徑向力(1.4)p的氣隙磁密幅值比較

2.3 4fe關鍵電磁力波的分析

基于式(2)以及各方案的總徑向氣隙磁密，可得各方案的徑向電磁力波及主要的4fe徑向力波如圖4所示。

圖4 3個方案的徑向力波對比(為便于區分，圖4(a)對各方案力波的位置做了微調)

考慮到徑向力波引起的振動幅值與力波模態階數x的4次方成反比，圖5(b)對比了各方案4fe主要力波的pr/x4。

圖5 3個方案的pr/x4對比

由圖4可見，幅值最大的4fe力波是(4,4)p，而非(1,4)p。不過，從圖4(b)可以清楚看出：除徑向力波(-2, 4)p外，方案2、方案3的其余4fe徑向力波幅值都顯著降低，尤其是徑向力波(1, 4)p分別降低約67.4%、83.9%，徑向力波(4, 4)p分別降低約56.7%、71.1%。

由圖5(b)可以看到：(1,4)p是pr/x4幅值最大的4fe力波，即關鍵的4fe力波，其他4fe力波的pr/x4都微乎其微。從圖5(b)同樣可以看出，方案2、方案3對關鍵4fe力波(1,4)p有顯著的抑制效果，且方案3更優。

3 實驗驗證

針對前述3個方案的樣機進行了壓縮機噪聲測試對比?；趪鴺薌B 9068—88進行噪聲測試，噪聲半球法測試平臺如圖6所示，其中數字1～10標注的位置為噪聲采樣麥克風的布置位置[15]。壓縮機由變頻器供電，采用SVPWM調制方式，載波頻率為6 kHz；聲壓采集由振動噪聲測試儀和LMS軟件完成。

圖6 壓縮機噪聲測點布置

測得60 Hz及90 Hz頻率下的壓縮機噪聲頻譜如圖7所示。各圖頂部的數據為相應頻段噪聲改善的dB(A)數，左上角的數據為全頻段總噪聲改善的dB(A)數。與方案1(基準)相比：在60 Hz轉速下4fe對應的800 Hz頻段，方案2降低了2.1 dB(A)，方案3降低了3.9 dB(A)；在90 Hz頻率下4fe對應的1 000 Hz頻段，方案2降低了2.6 dB(A)，方案3降低了4.1 dB(A)。由此可見，隔磁槽對4fe頻段的噪聲抑制效果是十分顯著的。

圖7 60 Hz和90 Hz下IPMSM驅動壓縮機的噪聲頻譜圖

4 結 語

本文針對一款變頻壓縮機用9槽6極IPMSM樣機在800～1 000 Hz頻段噪聲偏高的問題，進行了電機徑向電磁力的分析與根源辨識，確定p極對數、4fe電頻率的徑向電磁力波為該頻段振動噪聲的關鍵電磁力波，且該力波主要由3次、5次永磁密諧波以及反轉的2次、正轉的4次電樞磁密諧波引起，傳統方法難以抑制；提出在轉子極靴上添加隔磁槽的措施，來抑制這些磁密諧波，進而抑制關鍵徑向電磁力波，并設計了隔磁槽深淺不同的2套轉子方案；對各方案進行了有限元動態凍結磁導率仿真，計算結果表明隔磁槽方案(尤其是貫通的方案)不僅能夠顯著抑制關鍵電樞磁密諧波，對關鍵永磁磁密諧波也有抑制效果，頻率為4fe的關鍵徑向電磁力波得到了大幅降低；對樣機進行了噪聲測試，結果表明極靴隔磁槽可以顯著降低壓縮機在關鍵頻段的噪聲。