基于GaAs的5G通信手機功率放大器設計

李海鷗， 謝志遠

(桂林電子科技大學 廣西精密導航技術與應用重點實驗室，廣西 桂林 541004)

第四代移動通信系統4G在我國大范圍普及，為第五代移動通信系統(5th generation mobile network)5G的建設與發展打下扎實基礎，新一代通信的射頻前端研究必須盡快開展[1]。相比于4G通信系統，5G通信系統旨在提供更快的通信速度、更低的系統延時性、更大的系統容量、更高的系統可靠性、更安全且綠色節能和更大規模的設備互聯。從近期的數據分析可知，5G通信系統的數據傳輸速率高達20 Gbit/s，其系統延時性降低至小于10 ms[2]。從各行業的應用分析得出，5G通信技術具有滿足多種特定場景特殊需求的能力，可拓寬以及融合各個產業發展空間的潛力[3]，是支持工業4.0的關鍵技術。

第五代移動通信系統的數據傳輸速度比第四代移動通信系統快100倍，并且傳輸信號的頻率更高。頻率越高，信號傳播距離越短，導致基站覆蓋半徑較小，受到基站數量和高頻信號傳播的能量耗散等問題影響，用于第五代移動通信系統的功率放大器需要更高的增益和輸出功率。輸出功率的大小由功率放大器(power amplifier)末級放大電路的晶體管發射極面積決定，更高的輸出功率需更大的發射極面積。末級放大電路的多個晶體管并聯，導致末級放大電路的輸入阻抗非常接近0。使用LC匹配網絡無法將末級放大電路與次末級放大電路級間匹配的回波損耗S11優化至-10 dB以下，因此，整體版圖仿真結果將無法滿足設計要求。采用變壓器匹配網絡在優化回撥損耗問題上具有較為明顯的優勢，并可通過變壓器功率合成技術提高整體功率放大器的輸出功率。

該PA采用三級放大電路結構，在PA第三級放大電路與第二級放大電路級間使用變壓器匹配結構，有效地將級間S11優化至-20 dB，使工作全頻段整體PA的S11小于-10 dB。該PA的第一級放大電路為單端輸入、單端輸出結構；第二級放大電路為單端輸入、雙端差分輸出結構，信號經變壓器轉為180°的差分信號；第三級放大電路為雙端差分輸入、單端輸出結構，兩路差分信號經變壓器合成一路信號。變壓器為四端口結構，變壓器的隔離端給第二級放大電路提供電源，PA的第二級放大電路單端輸出信號傳輸至變壓器，信號經變壓器主級線圈并聯接地，并將變壓器的次級線圈上耦合出的2個大小相同、相位相反的差分信號輸入至第三級放大電路。PA的第三級放大電路的兩路差分信號經過基板上變壓器合成為一路信號，此時輸出功率與增益進行合成，有效提高了輸出功率與增益。該PA通過在晶體管基級串聯電阻和增加負反饋結構達到工作全頻段絕對穩定，采用自適應有源偏置電路技術和雙偏置電路技術，在提供穩定的靜態電流的情況下，有效提高了PA輸出功率的線性度。

1 變壓器的結構設計及其原理

設計的變壓器有2個，一個變壓器參與PA第二級放大電路與第三級放大電路的級間匹配，為片上變壓器；另一個變壓器參與PA第三級放大電路的輸出匹配，為基板上變壓器。

片上變壓器作用為：將PA原第三級放大電路拆分為兩路，由N個晶體管并聯改為兩路N/2個晶體管并聯，因此，增大了PA第三級放大電路的輸入阻抗值。級間匹配難點在于阻抗值之間相差較大，變壓器參與匹配后，PA第三級阻抗值增加,由此降低匹配難度。交流信號經過變壓器主級線圈后，在次級線圈上耦合出一個信號。PA第三級放大電路的信號為差分信號，2個信號相位相差180°，為確保2個信號的相位準確，本設計使用的變壓器為對稱互繞變壓器[1]，該變壓器的結構完全對稱，可確保2個信號相位相差180°。PA第三級放大電路的兩路差分信號與原信號相位相差180°，經基板上變壓器再次轉換相位180°，該信號此時的相位與原信號相位相差360°，即0°，因此可進行功率合成[2-8]。合成后的增益、功率均為原增益、功率的2倍。

圖1為變壓器結構原理圖，Rin為PA第二級放大電路的輸出阻抗，Rload為PA第三級放大電路的輸入阻抗，且次級線圈為串聯連接，次級線圈的電流相同?；谧儔浩骰A理論可得[9-11]：

圖1 變壓器結構原理圖

(1)

(2)

(3)

V0為交流電壓，且當V2=2mV0可得：

(4)

本設計的變壓器為兩路差分，則m=2，可得：

(5)

若不采用兩路差分，則m=1，可得：

(6)

比較m不同時對應的Rin，可得采用兩路差分結構，相同的Rload可與更小的Rin進行匹配。設計的難點在于PA的第二級放大電路的輸出阻抗與PA的第三級放大電路的輸入阻抗相差較大。使變壓器匹配兩路差分結構，PA的第二級放大電路的輸入阻抗值一定時，可與更小的第三級輸入阻抗值完成匹配[12]，獲得到較好的S11。

2 PA原理圖與版圖設計

2.1 PA原理圖設計

圖2為偏置電路原理圖，該偏置電路為自適應有源偏置電路。當PA輸入功率增大，晶體管Q0基極電流增大，導致Q0的基極電位降低，同時部分射頻主路上動態信號會泄露至偏置電路，信號經Rbias流至Q4，通過電容CL到地，因此偏置電路不受射頻信號影響。在溫度變化時，偏置電路的晶體管基級電壓表示如下：

Vb,Q2=Vreg-(IC1+Ib,Q2)R6，

(7)

Vb,Q3=Vreg-(IC2+Ib,Q3)R5，

(8)

Vb,Q4=Vreg-(IC3+Ib,Q4)R4。

(9)

圖2 偏置電路原理圖設計

射頻主線路上的晶體管因其自熱效應，Q0的基極電位下降，因此，Q0基級靜態電流隨之增大，Q0基極-發射極之間的電壓Vb,Q0減小;晶體管Q1的基極電位Vb,Q1因此減小，晶體管Q1的基電極電流Ic1下降，電阻R6與晶體管Q1串聯，電阻R6上的電流減小，即R6兩端所加電壓減??；晶體管Q2基極電壓Vb,Q2隨之升高，晶體管Q2基電極電流增大，電阻R5兩端所加電壓增大；晶體管Q3基極電壓Vb,Q3隨之降低，晶體管Q3基電極電流降低，電阻R4兩端所加電壓減??；晶體管Q4基極電壓Vb,Q4增大，從射頻主線路泄露進Q4的動態信號使得Vb,Q4降低。該自適應有源偏置電路通過反饋結構，使得射頻主線路上Q0的偏置電壓基本保持不變。通過調節R1、R2、R3、R4、R5、R6的電阻值大小，可以調節各電阻對應串聯電路上的晶體管的基極電位大小，達到控制偏置電路電流大小與電壓補償值[13-17]的目的。

PA原理圖設計結構如圖3所示，PA第一級匹配網絡增加了一個CL串聯到地的諧振結構，R1可控制該諧振網絡的帶寬。N79頻段較高，S21平坦度較難優化，且HBT自身增益隨頻率增大逐漸降低，該CL諧振結構可將PA第一級放大電路低頻增益降低，維持增益隨頻率增加趨勢；PA第二級放大電路增益趨勢保持為增益隨頻率變化較小;PA第三級放大電路增益較難控制，其增益趨勢為增益隨頻率增加而降低,此時PA三級放大電路級聯后增益較為平坦。PA第二級與第一級放大電路的級間匹配為兩階LC匹配，可達到級間匹配的S11，低于-20 dB。PA第一級放大電路的VCC1通過扼流電感L3直接為晶體管Q1供電，PA第二級放大電路的VCC2通過變壓器隔離端給晶體管Q2供電。R2、R3串聯在射頻主線路的晶體管基極，可降低匹配難度，更好優化S11，并增加穩定性，但導致增益與輸出功率降低，所以第三級放大電路不采用該方法優化S11。PA第三級與第二級放大電路的級間匹配為變壓器匹配，C6為隔直電容且參與匹配，變壓器為具有耦合效應的電感，此時的C5、變壓器、C7、L5近似為CLCL匹配網絡，C6變壓器、C6近似為CLC匹配網絡。PA第三級放大電路的VCC3由基板上變壓器供電，圖3中用理想隔交(DC_Feed)L0代替變壓器。PA第三級放大電路一路信號直接理想隔直(DC_Block)輸出，PA第三級放大電路另一路信號經理想為隔直(DC_Block)，再經理想移相器后輸出。該移相器的相位為180°移相，將此處與原信號相差180°的信號再次移相180°，即360°，使得PA第三級放大電路兩路信號相位相同，因此可進行功率合成。且功率合成后，該輸出阻抗為原PA第三級放大電路一路輸出阻抗的一半[18-20]。

圖3 PA原理圖設計結構

2.2 PA版圖設計

設計的PA版圖為3層布線金屬，如圖4所示，采用AWSC的HBT工藝，尺寸小于1 mm2，長寬均小于1 mm。在ADS上完成版圖與原理圖設計、仿真，在Cadence上完成DRC、LVS檢查和流片。

圖4 PA整體版圖與基板

在版圖設計階段，必須保證變壓器結構嚴格對稱，從而保證主級線圈與次級線圈的匝數比為1∶1；以此確保2個信號的相位差為180°，并且與原信號大小相同。否則另一路與原信號相位相差180°的信號，經過基板上變壓器再次將該信號轉換180°后，無法確保此時該信號與原信號的相位相差360°，即0°，此時將無法進行正常功率合成。因第一層金屬較薄，寄生參數較大，該層金屬只能作為導線，應盡量避免使用第一級金屬設計變壓器與電感，使用第二、三層金屬可增大變壓器與電感的Q值。

3 仿真與測試結果

PA各級放大電路的VCC、Vbat分別為5.0、4.2 V，PA第一級放大電路的Vreg為2.8 V，PA第二級與第三級放大電路的Vreg為3 V。設計采用AB類靜態偏置點，各晶體管發射極靜態電流為10 mA左右，總電流為350 mA。圖5為S參數仿真與測試結果。在4.5～5.0 GHz的工作頻率下，增益仿真結果為33.5～34.5 dB，增益測試結果為33～34 dB，增益達到設計指標，PA三級放大電路實現較高增益；S11仿真結果為-15.3～-14.2 dB，S11測試結果為-15.0～-13.2 dB,N79工作全頻段S11小于-10 dB，電路總體性能的測試結果較好；測試S參數結果和仿真S參數結果均比較接近。PA整體的輸出反射系數S22測試結果與仿真結果很接近，相對其他S參數的測試與仿真結果，在仿真階段為-8.0～-10.3 dB，在測試階段為-8.0～-10.1 dB。

圖5 S參數仿真與測試結果

圖6為PA大信號測試結果，在N79頻段4.50、4.75、5.00 GHz這3個頻點所對應的1 dB功率壓縮點均大于37 dBm，且1 dB功率壓縮點所對應的效率均大于45%;輸出功率從1 dB功率壓縮點直至飽和功率，增益幾乎在1 dB內迅速下降。該PA采用的靜態工作點為AB類偏B類的靜態工作點，因此效率較高。

圖6 PA大信號測試結果

4 結束語

設計了一種適用于5G頻段手機端的功率放大器，并通過分析變壓器匹配的優點和有源溫度補償偏置電路原理，對PA整體放大電路進行仿真、優化和測試。在頻率為4.5～5.0 GHz時，測試結果與仿真結果較接近；在PA級間使用變壓器匹配，優化整個頻段S11；采用功率兩路合成，在保證較高效率的前提下，有效增大增益、輸出功率。該PA可應用于5G手機端芯片，可進一步實現國產替代，具有較大的使用和生產價值。