26 V輸出LLC諧振變換器研究

萬志華，張昊東，申宏偉，李 信

（北京航天發射技術研究所，北京 100076）

0 引 言

隨著電力電子技術的不斷發展，對開關電源產品提出越來越高的性能指標要求，即更高的功率密度、更高的工作效率以及更小的體積等。采用軟開關技術，在降低功率管開關損耗的同時，又能提高變換器的開關頻率，有利于減小磁性器件的體積，同時滿足電磁兼容性能要求。采用LLC諧振變換技術，可實現全負載范圍內的軟開關，有效提高電源的工作效率，其電路拓撲簡單，可靠性高，已成為開關電源發展的主流技術。

本課題研究采用LLC諧振技術，同時通過對新興SiC功率MOSFET的應用，減少開關損耗，電源效率得以提升。課題研制了一臺額定輸出26 V，功率為1 kW的DC/DC變換器樣機，樣機尺寸達到（190×150×73）mm3，最高效率達到94.7%。

1 開關電源參數設計

1.1 開關電源技術指標要求

輸入電壓范圍為額定直流530 V，在直流450～600 V范圍內可以正常工作。額定輸出電壓為直流（26±2）V，額定輸出功率為1 kW。變換器采用單級LLC諧振變換結構，通過調節變換器開關頻率實現對增益的調節，從而實現變換器穩壓輸出。

1.2 LLC拓撲工作原理

LLC諧振變換器電路拓撲如圖1所示，課題采用半橋結構實現電路的LLC諧振變換，開關管Q1和Q2構成上下半橋，驅動信號采用略低于50%固定占空比的互補信號。該驅動信號通過控制芯片產生，并根據電源增益變化作調頻處理。串聯電容Cr、電感Lr以及變壓器激磁電感Lm構成LLC諧振回路。在變壓器副邊，輸出采用二極管整流，輸出電壓經輸出電容Co濾波后供負載使用[1]。

LLC諧振變換電路有兩個諧振點，分別是串聯諧振頻點和并聯諧振頻點，計算公式分別為：

其增益特性曲線如圖2所示。

圖2 LLC諧振變換增益特性曲線

為實現電源增益的調節，提升變換器的效率，實現原邊開關管的ZVS以及同步整流管的ZCS，區域2為LLC諧振變換器的最佳工作頻率區間[2]。

1.3 LLC諧振網絡參數設計

變換器通過調頻改變電源增益，無法實現寬范圍調壓，考慮變換器輸入輸出范圍及功率要求，為滿足變換器的增益范圍，對變換器諧振參數進行如下設計。

1.3.1 確定主功率變壓器匝比n根據等效電路增益公式：

求得n≈10.2，取整數10。

1.3.2 確定電感系數k

為了合理選擇，應首先分析在其他參數不變的情況下，k對變換器特性的影響。直流特性曲線隨k值變化情況如圖3所示，可以看出隨著電感系數k的不斷增大，增益曲線在漸漸變緩，其最大增益也隨之變小，這就意味著當輸入電壓較小時，無法通過改變開關頻率使得系統調節到所需的輸出電壓。同時隨著k增加，拐點頻率下降，假定串聯諧振頻率fr1已經確定，意味著要達到相同的電壓調節能力，需要增大變換器的工作頻率范圍，這樣不僅增大了功率開關管的開關損耗，而且更不利于磁性器件的穩定工作，因此電感系數k值的選取不能過大。但是，若電感系數k取值過小，意味著并聯電感Lm減小，在相同的輸出箝位電壓下，并聯電感中的環流電流增大，變換器的損耗增大[3]。

圖3 直流特性曲線隨k值變化情況

考慮變換器的調壓范圍以及磁性器件的設計損耗，k值作折中選取，取k=6。

1.3.3 設計諧振網絡

令：

本課題=G·2n=0.049×20=0.98，考慮一定裕量，取=1.1，根據式（4）可知，當k=6、峰值增益為1.1時，對應的Q值為QFL=0.53，選取串聯諧振頻率fr1=130 kHz[4]。

計算滿載時的等效負載阻抗為：

式中，Uo為輸出電壓，Po為輸出功率，n為變壓器變比。根據QFL、fr1和Rac.FL可計算諧振網絡參數為：

采用兩個22 nF電容并聯，Cr為44 nF。則：

以上完成了變換器的諧振參數設計。

2 器件設計及選型

2.1 功率開關管

功率開關管采用碳化硅器件，相比于普通硅基器件，其具有工作溫度更高、工作電壓更大以及損耗更小的特點[5]。課題選用SiC MOSFET的型號為C2M0080120D，它可以耐受1 200 V的高壓，且其RDS僅為80 mΩ，額定導通電流為24 A，滿足變換器的應用要求，并留有充足裕量。且其驅動電路設計更簡單，電路易于實現。

2.2 串聯諧振電容

串聯諧振電容Cr取42.13 nF，考慮電容的耐壓范圍，課題并聯使用兩只22 nF的可耐受650 V AC/1 600 V DC高電壓的薄膜電容，滿足應用要求。

2.3 諧振電感

串、并聯諧振電感統一采用PQ26-20型磁芯，電感量公式為：

式中：la為氣隙長度，取為3 mm；N為線圈匝數；μ0為真空磁導率，且μ0=4π×10-7；Ae=123 mm2。

可知，串聯諧振電感線圈匝數為：

取Nr=26。

并聯諧振電感匝數為：

取Nm=63。

2.4 變壓器設計

主變壓器采用定制磁芯，已知變壓器變比為10∶1，取原邊線圈繞組匝數Np=20，則副邊匝數Ns=2。

2.5 整流二極管選型

變換器額定功率為1 kW，輸出電流最大為40 A，考慮電壓、電流充分降額，選用VISHAY公司生產型號為VS-63CPQ100PbF肖特基二極管，其耐壓為100 V，額定電流為60 A。采用兩個二極管并聯，滿足整流二極管的耐壓要求，同時可降低整流損耗。

3 方案及圖紙設計

基于上述設計選型，課題首先對電源的原理框圖進行設計，形成的設計方案如圖4所示，并照此方案完成了電源電路圖及PCB的設計。

圖4 電源系統原理

為充分利用空間，提升電源的功率密度，采用主功率板和控制板分開、將控制板插接在主功率板的形式進行PCB設計，如圖5所示。

圖5 電源主功率板及控制板

4 樣機測試

基于上述方案及電路設計，生產了一臺電源樣機進行實物驗證，如圖6所示。

圖6 樣機及測試

測試樣機半橋功率管的驅動波形如圖7所示。圖中可見，兩驅動信號互補，且驅動頻率為130 kHz，符合預期設定。根據圖8，當驅動電壓上升，即功率開關管將要開通時，其D、S極間電壓下降到0 V，半橋功率管實現了零電壓開通。

圖7 功率開關管驅動波形

圖8 功率開關管ZVS波形

測試樣機輸出電壓為26 V、輸出電流為10 A時，不同輸入電壓與其對應開關頻率的關系，并對相應開關頻率的等效增益進行計算，并搭建了26 V輸出的LLC諧振變換器仿真模型，如圖9所示，并就樣機等效增益與仿真模型的等效增益進行對比，如表1所示。

圖9 LLC諧振變換器仿真模型

表1 開關頻率與增益的關系

LLC諧振變換器的增益如圖10所示，隨著開關頻率的提高，變換器的等效增益逐漸降低，且測試樣機的等效增益與仿真模型的等效增益結果相吻合。

圖10 變換器開關頻率與等效增益的關系

不同負載下的紋波大小如表2所示，輸入電壓為530 V，輸出電壓為26 V。結果表明，樣機的紋波電壓在280 mV以內，滿足控制系統供電要求。

表2 不同負載下的紋波大小

對樣機進行效率測試，結果如表3所示。

表3 不同負載（輸出電流）下的效率

通過表3可以看出，變換器隨著負載的不斷增加，其效率逐漸上升，當加載到20 A以上時，效率達到94.5%以上。此后電流不斷提高，效率有所下降，但保持在高于94%的較高水平。

5 結 論

基于某控制系統的應用要求，課題基于LLC變換技術，并采用新型SiC功率器件，通過理論設計與樣機研究，完成了一臺額定輸出為26 V，功率為1 kW變換器樣機的設計研制。通過對其進行性能測試及試驗，電源的功率開關管實現了零電壓開通，同時通過與仿真結果進行比較，驗證了變換器開關頻率在最佳工作區域時，電源增益隨著開關頻率的不斷提升而下降。對變換器進行紋波測試及效率測試，其最大紋波在300 mV以內，效率達到94.7%，滿足變換器的應用需求。