高增益耦合電感有源鉗位二次型DC-DC變換器

榮德生，劉謹瑞，孫瑄瑨，田東豪

(遼寧工程技術大學電氣與控制工程學院，遼寧 葫蘆島 125105)

1 引言

隨著新能源發電技術的推廣，作為新能源發電系統的核心部件DC-DC變換器得到迅速發展[1-3]。為獲取較低的電壓應力、較高的電壓增益和效率，學者們研究出了級聯型變換器[4]、開關電容或開關電感型變換器[5,6]、交錯并聯型變換器等[7]，這些變換器都在某些方面有效地實現了上述目標。如文獻[8]提出了耦合電感Boost變換器，電壓應力有所降低，緩解了輸出二極管的反向恢復問題，但不適用于大功率場合。文獻[9,10]通過Boost變換器和電感倍壓單元相結合，有效提高了電壓增益，但因漏感的存在未能將電壓增益最大化。文獻[11]提出了帶擴展倍壓單元的鉗位電路變換器，但輸出二極管電壓應力等于輸出電壓。文獻[12]通過鉗位電容吸收漏感能量，開關管的電壓尖峰得到有效抑制，但輸出二極管的電壓應力仍有降低空間。文獻[13]在傳統有源鉗位電路上進行改進，降低了二極管的電壓應力，并且抑制了占空比丟失的現象，提升了變換器的性能。文獻[14]使用有源鉗位零電壓導通(Zero Voltage Switch，ZVS)軟開關技術，可以在電流連續的情況下實現軟開關，并且易于控制，但并未明顯提高電壓增益。文獻[15]將鉗位支路分別鉗位于輸入端、輸出端與地，經分析與實驗證明鉗位于地的電流紋波最小，提升了變換器的效率。文獻[16]提出了一種二次型變換器，使電壓增益與占空比成二次方關系，實現了高增益，但是電壓應力也成倍增加，減少了適用場合。文獻[17]在文獻[16]的基礎上，引入耦合電感單元，在輸出端采用疊加電容的形式，進一步提高電壓增益，而且采用無源支路吸收漏感能量，使得變換器效率有所提高，但所用元器件較多，電路較復雜。

本文受文獻[10-13,16]的啟發，提出具有有源鉗位電路的耦合電感二次型DC-DC變換器。將耦合電感引入現有二次型Boost變換器中，總結出一類基于耦合電感的有源鉗位Boost變換器。該類變換器通過耦合電感和鉗位支路的有機結合，不僅提高了電壓增益、有效地降低開關管的電壓應力，而且利用有源鉗位支路回收漏感能量，緩解了漏感與寄生電容諧振的現象，有效地抑制了開關導通時的尖峰電壓，實現軟開關工作狀態。

2 組合式耦合電感二次型Boost變換器的提出

本文在二次型Boost變換器的基礎上，增加自舉電容，在自舉電容支路中增加耦合電感，如圖1右側虛線所示，形成了LCVD支路。

圖1 二次型變換器增加耦合電感電容支路

由于二次型Boost變換器結構的特殊性，當開關管S開通，電容C1可充當電壓源，而LCVD支路在開關管S開通模態下進行儲能，故二極管VD3中的陽極節點③便可連接至節點①和節點②。而對于耦合電感副邊來說，可以與電感L1、L2進行耦合，故可組合成為四種具有耦合電感電容支路的二次型變換器，如圖2所示，屬于這一類的四種變換器均可以引入有源鉗位電路實現高增益。

圖2 四種耦合電感二次型變換器

根據二次型變換器的工作原理，當開關管S導通，電感L1由電源Vi儲能，電感L2由電容C1儲能。由于

(1)

故變換器4具有最大的電壓增益。

3 工作原理分析

為進一步論證理論的正確性，本文采用圖2中的變換器4進行拓撲分析，電路模型如圖3所示。

圖3 具有有源鉗位的耦合電感二次型變換器

L1作為輸入電感，鉗位管Sc、反并聯二極管VDc和電容Cc構成鉗位支路，VD3和C2串聯為副邊充電構成回路。在分析之前假設：①所有元器件均是理想元器件，不考慮寄生參數影響；②電容足夠大，其電壓紋波可忽略；③勵磁電感Lm足夠大，勵磁電流iLm連續，耦合電感的匝比為N。

在一個開關周期內，變換器存在8種工作模態，工作波形如圖4所示，等效電路如圖5所示。

圖4 變換器的主要工作波形

圖5 各工作模態的等效電路

(1)工作模態I[t0，t1]：此模態下，開關管S、二極管VD2、VD3導通，VD1、VD4因承受反向電壓而關斷。電感L1由電源經二極管VD2和開關管S儲能，其電流線性上升；漏感電流iLk和勵磁電感電流在電容C1的作用下線性上升，由于漏感Lk遠小于勵磁電感，iLk的增速快于iLm。此時，處于正激狀態的耦合電感與電容C1一起將能量傳遞到倍壓電容C2上。此時，勵磁電感和漏感電流的表達式為：

(2)

(3)

式中，k為耦合電感的耦合系數；ILm(t0)和ILk(t0)分別為iLm和iLk在t0時刻的值。

(2)工作模態II[t1，t2]：此模態下，開關管S，二極管VD1、VD4關斷。由于寄生電容Cs的存在，開關管S在零電壓狀態下關斷，電容Cs經由電感L1和二極管VD2開始充電。電容C1繼續向耦合電感提供能量，負載由C3提供能量。因為Cs較小，所以此模態持續時間很短，故認為漏感電流和勵磁電感電流近似不變。

(4)

式中，us(t)為t1～t2時刻開關管S的電壓。

(3)工作模態III[t2，t3]：此模態下，二極管VD1、VD3以及鉗位管Sc的體二極管VDc導通，二極管VD2、VD4因承受反向電壓而關斷。VDc兩端電壓被鉗位到零，使得Sc可以零電壓開通。電容Cc通過VDc吸收漏感能量，緩解了漏感與寄生電容諧振的現象，漏感電流開始下降，負載繼續由電容C3提供能量。

(5)

(6)

(4)工作模態IV[t3，t4]：此模態下，二極管VD1、VD4導通。電源給電容C1充電，當電容C2和Cc的電壓之和大于輸出電壓時，二極管VD4導通。存儲在耦合電感和電容C2的能量經由二極管VD4開始向負載傳輸，VD3因承受反向電壓而關斷。漏感的存在使VDc繼續導通，但流過VDc的電流會在電容Cc的作用下逐漸變小。當VDc為零時，Sc零電壓開通。

(7)

(8)

(5)工作模態V[t4，t5]：此模態下，鉗位管Sc導通，電源和電感L1給電容C1充電，電容Cc中存儲的漏感能量經由二極管VD4向負載傳輸。漏感和勵磁電感電流均線性下降，t5時刻，鉗位管Sc關斷。

(9)

(10)

(11)

(6)工作模態VI[t5，t6]：此模態下，鉗位管Sc關斷，VD1、VD4導通。Sc因電容Cc而零電壓關斷。電容Cs經由VD4放電，由于Cs較小，此模態持續時間很短，當Cs電壓下降為零時，開關管S的體二極管導通，此模態結束。

(7)工作模態VII[t6，t7]：此模態下，電容C1繼續由電源充電，開關管S的體二極管VDs導通，其電壓被鉗位到零，為開關管的零電壓開通創造條件。此時電感L1、耦合電感與電容C2繼續經由VD4向負載供能。在t7時刻，主開關零電壓開通。

(12)

(13)

(8)工作模態VIII[t7，t8]：此模態下，開關管S導通。電容C1充電完畢，開始為耦合電感提供能量，所以二極管VD1因承受反向電壓而關斷；電感L1開始儲能，二極管VD2自然導通。t8時刻，電容C2放電完畢，二極管VD3導通，輸出二極管VD4關斷，變換器進入下一周期工作。

(14)

(15)

4 變換器性能分析

4.1 電壓增益

假設耦合電感的匝數比相同且為N，則N可以表示為：

(16)

假設耦合電感的耦合系數為k，耦合系數k可以表示為：

(17)

當變換器工作在模態I時，根據圖5(a)，有：

VL1=Vi

(18)

VLm=kVC1

(19)

VC2=(1+Nk)VC1

(20)

當變換器工作在模態V時，根據圖5(e)，有：

VL1=VC1-Vi

(21)

VLm=k(VCc-VC1)

(22)

VC2+NkVC1+VCc=Vo

(23)

根據輸入電感L1的伏秒平衡原理，有：

(24)

根據式(21)，結合式(16)、式(19)得到電容C1電壓的表達式為：

(25)

根據勵磁電感的伏秒平衡，有：

(26)

根據式(23)，結合式(17)、式(20)得到電容Cc電壓的表達式為：

(27)

結合式(18)、式(22)、式(24)、式(25)可以得到變換器的電壓增益為：

(28)

根據式(28)可知，變換器的實際增益與上述變量有關。在實際應用中，耦合電感參數對變換器性能有一定的影響。

變換器電壓增益與各參數的關系曲線如圖6所示。當占空比一定時，耦合電感匝比N與電壓增益成正比，與漏感成反比。故在實際應用設計中，耦合電感應盡量緊密耦合。

圖6 不同變量下電壓增益之間的關系曲線

4.2 元器件電壓電流分析

為簡化分析，將所有元器件均看做理想元器件，取耦合系數k=1，忽略漏感，此時變換器的電壓增益為：

(29)

開關管S和Sc的電壓應力為：

(30)

二極管VD1和VD2的電壓應力為：

(31)

(32)

二極管VD3和VD4的電壓應力為：

(33)

(34)

根據變換器工作原理，輸入電感L1和勵磁電感Lm的電流紋波表示如下：

(35)

(36)

式中，TS為開關管S一個周期的導通時間。

根據安秒平衡原理，得到各元器件電流如下：

(37)

(38)

(39)

(40)

4.3 軟開關條件

電容Cs的存在降低了開關管和鉗位管的關斷損耗。當鉗位管的反并聯二極管導通，并且向鉗位管施加關斷信號來實現鉗位管的ZVS導通。當鉗位管斷開時，漏感向開關管提供一個反向電流，Cs開始釋放電荷。若漏感中的能量大于Cs中的能量，則開關管的電壓在開通之前可降為零，從而實現ZVS導通，即：

LkILk(t6)2≥CsVs(t6)2

(41)

式中，ILk(t6)為t6時刻的漏感電流；Vs(t6)為t6時刻電容Cs的電壓。

4.4 變換器性能對比

將本文所提變換器與文獻[8,12,17]所提出的變換器的各項性能進行對比，結果見表1，其中，Vs-stress為開關管S所承受的電壓。在匝比N固定的情況下，假設耦合電感的匝比N=1，變換器的增益對比曲線如圖7所示，可以看出，本文所提變換器在不同占空比下均能獲得良好的電壓增益。

表1 變換器性能對比

圖7 變換器增益對比曲線

5 實驗結果與分析

本文制作了一臺額定功率為150 W的樣機，為驗證上述分析的正確性，元器件參數見表2。

表2 元器件參數表

Vi、Vo波形如圖8所示，可以看出，當占空比D為0.5、輸入電壓20 V時，變換器實際輸出電壓達到了185 V，由式(28)可知，受漏感和耦合電感匝比的影響，變換器的實際增益稍低于理論值。

圖8 Vi、Vo波形

開關管S、Sc電壓波形如圖9所示，在輸出電壓為185 V的情況下，開關管的電壓約為75 V，具有較低的電壓應力，并且開關管可以實現零電壓開通和關斷，減小了開關管的損耗，提升了變換器的效率。

圖9 開關管S、Sc電壓波形

圖10為電感L1和漏感的電流波形?？梢钥闯?，漏感電流在一個周期內下降到零，抑制了電壓尖峰的產生，說明漏感能量得到了有效吸收，鉗位支路的引入取得了良好的效果。

圖10 電感L1與漏感Lk的電流波形

圖11～圖14為二極管VD1、VD2、VD3、VD4的電壓、電流波形圖?？梢钥闯?，二極管VD1、VD2、VD3可實現零電流關斷，同時二極管的反向恢復電流幾乎為零，抑制了二極管的反向恢復，并且二極管的電壓均低于輸出電壓。圖15為變換器效率隨輸出功率變化的曲線，最大效率達92.7%，當變換器在額定功率下(150 W)時效率達到92.1%。

圖11 二極管VD1的電流、電壓波形

圖12 二極管VD2的電流、電壓波形

圖13 二極管VD3的電流、電壓波形

圖14 二極管VD4的電流、電壓波形

圖15 變換器效率曲線

6 結論

本文將耦合電感二次型高增益DC-DC變換器與有源鉗位支路相結合，給出了變換器的各項性能，通過實驗證明了理論分析的正確性。本文所提變換器具有如下特點：

(1)變換器可以通過調節占空比和耦合電感匝數比靈活調節輸出電壓，開關管的電壓僅為輸出電壓的40%，可以選取耐壓值低的開關管。

(2)有源鉗位支路有效地回收了漏感中的能量并將其充分利用，抑制了電壓尖峰，開關管可以工作在軟開關狀態，減小了變換器損耗。

(3)各二極管的電壓應力為輸出電壓的20%～75%，可以選取低耐壓值的二極管，緩解了二極管反向恢復的問題。通過理論分析和實驗表明所提變換器適用于新能源光伏發電等領域。