多層PCB 板集成式的微帶轉波導設計

韓玉朝 孔令甲 李德才

（中國電子科技集團公司第十三研究所 河北省石家莊市 050051）

隨著微波毫米波技術在無線通訊、安檢成像以及雷達系統中應用的逐漸增多, 低成本、高可靠性的微波毫米波單片集成電路（MMIC） 的使用也日趨廣泛，而電磁波往往需要在不同形式、材料的介質中傳播，因此波的轉換過渡顯得尤為重要。矩形波導因其損耗小、性能優的特點，在毫米波技術中的應用十分普遍，微帶線則是毫米波集成電路中非常重要的傳輸形式，所以微帶轉波導結構在毫米波領域是一種非常重要的過渡結構，廣泛的應用于毫米波產品的輸入、輸出端口，其性能直接影響整個毫米波器件性能的優劣，在毫米波器件設計過程中必須著重考慮。這就要求在使用集成芯片的微波系統中尋找一種低損耗、低成本、易加工制作的微帶轉波導結構，這些結構需要在不同的特性阻抗之間完成阻抗變換，使電磁波能夠有效、可靠的傳輸。

關于微帶轉波導結構的研究已經廣泛存在，目前工程上主要應用的微帶轉波導結構有三種：階梯加脊波導過渡結構、對極鰭線過渡結構和耦合探針過渡結構，其中階梯加脊波導過渡結構相對復雜，加工成本貴且精度要求較高；耦合探針過渡結構是采用陶瓷或石英等介質作為E 面探針耦合波導腔內的微波信號，再通過鍵合、焊接等方式進行信號傳輸，這種結構比較簡單，價格相對低廉，故在目前工程中的使用較為普遍，但在毫米波頻段應用時存在其固有的劣勢，在工藝裝配操作上相對復雜，定位精度要求較高，工藝控制難度大，且集成度低，裝配一致性差，甚至會導致毫米波信號傳輸不正常。

1 微帶轉波導過渡結構

本文提出了一種基于多層混壓板的微帶轉波導結構設計。以5mil 的微波射頻板作為射頻傳輸介質、環氧樹脂板作為直流控制信號的載體進行混壓。多層PCB 集成式的微帶轉波導結構如圖1 所示：微帶探針電路圖形集成在微波射頻板的頂層金屬上，波導結構通過多層PCB 板通孔加PCB機械鉆孔形成空氣波導，以機加工盒體具有一定深度的腔體面作為波導反射面。微波信號通過射頻板的頂層微帶線輸入，經過集成式探針結構、PCB 非金屬化盲槽到金屬反射面時進行發射，垂直向上進入矩形波導，實現微帶轉波導傳輸。該結構集成度高，介質板有足夠的硬度，工藝操作簡單且一致性好、可生產性強。整個傳輸過程微波信號共地連續，性能優異，具有非常廣闊的工程應用前景。

圖1： 微帶轉波導示意圖

2 原理與仿真

耦合探針過渡結構包括同軸探針過渡和微帶探針過渡，波導微帶探針過渡是由波導同軸探針演變而來，波導微帶探針結構包括兩種：H 面耦合探針和E 面耦合探針。H 面耦合探針是指微帶探針的平面法向方向同矩形波導內微波信號的傳輸方向平行，E 面耦合探針是指微帶探針的平面法向方向同矩形波導內微波信號的傳輸方向垂直，二者相比，E 面耦合探針比H 面耦合探針切斷波導壁的電流少，泄漏小，所以性能相對較好，本文采用的是E 面耦合探針轉波導。

微帶線中電磁場的傳播主模式為準TEM 模，其電場與磁場表達式如下所示：

波導中電磁場傳輸的主模為TE模，其電場與磁場的表達式如下所示：

根據上述理論分析，微帶轉波導過渡結構的關鍵在于通過微帶探針形成的激勵模式，使在矩形波導的截面建立的電場，與需要激勵的TE模的電場分布一致，且電場幅度盡量大。通過計算微帶探針在矩形波導中的輸入阻抗，并加入一段匹配微帶線，實現波導與50Ω 微帶線的阻抗匹配。矩形波導在TE模下，微帶探針的輸入阻抗為：

其中a、b 為矩形波導的長邊和短邊的長度，η 為空氣波阻抗，k 為傳播常數，β為矩形波導TE模式的相移常數，d 為探針的長度，L 為短路面的距離。由上式可知，矩形波導在TE模下，微帶探針的輸入阻抗是由短路面的距離L和探針長度d 決定的，通過調節L 和d 的值，可使微帶探針的阻抗和微帶線阻抗相匹配，實現信號的高效傳輸。微帶轉波導結構簡化模型如圖2 所示。

圖2： 微帶轉波導簡化模型

Ka 波段標準矩形波導的內截面尺寸為：a×b=7.112mm×3.556mm。在微波理論中，矩形波導可等效為均勻傳輸線，傳輸線上的波是由入射波和反射波疊加，反射波的大小取決于傳輸線終端連接的負載，負載不同，波的分布也不同，傳輸狀態亦不同。經分析，當終端短路時，離終端λ/4 處波會全反射，入射波電壓和反射波電壓疊加到最大，此時獲得的能量最大，損耗最小。因此，探針宜從波導的寬口中心處探入，且耦合縫隙的高度選擇適中。根據分析，其余參數當微帶探針寬度W=0.63mm，探針長度d=1.6mm，反射面距離L=2.08mm，其中PCB 盲槽深度為0.9mm，波導反射腔深度為0.88mm 時，整個傳輸結構在27GHz ～38GHz 頻帶內，端口回波損耗優于-20dB，插入損耗優于-0.2dB，實現了毫米波信號的優良傳輸。根據上述具體參數分析，建模如圖3所示，圖3(a)為模型正面，圖3(b)為模型背面：

圖3： 仿真模型正反面

在上述仿真的基礎上對微帶探針的長度和寬度、探針探入波導腔的位置以及反射面距離進行聯合優化，得到目標頻帶（27GHz ～38GHz）內指標良好的最終模型，仿真結果如圖4 所示，回波損耗優于-20dB，插入損耗優于0.3dB。

圖4： 回波損耗&插入損耗的仿真結果

3 實際產品設計與測試

為了進一步驗證仿真結論，按照上述分析的設計思路與仿真結果，將微帶轉波導結構用于一款十六通道毫米波接收組件，組件的通道間距為9.6mm。實際加工的多層PCB 板正、反面結構如圖5(a)、5(b)所示、金屬反射腔體結構如圖5c 所示。

圖5： 實際加工的多層PCB 正反面與金屬反射腔體

多層PCB 板用螺釘固定到金屬反射腔體上，用矢量網絡分析儀對組裝好的接收組件進行端口回波測試，測得的結果如圖6 所示，可看出在目標頻帶（27GHz ～38GHz）內，整體結構的回波損耗優于-16dB，實際測試結果比仿真結果稍差，但可以滿足工程化的應用。由于接收組件的集成化，無法直接測試微帶轉波導結構的插入損耗，但是可以根據接收組件整體的損耗，結合仿真模型進行大致估算，微帶轉波導結構的插入損耗小于0.4dB。

圖6： 回波損耗實測值

對于實際測試的回波損耗比仿真值稍差，原因可能是：在工程實際加工中，PCB 盲槽深度、波導反射腔的深度存在一定的加工誤差?；诖?，在高倍測量顯微鏡下，測量PCB 盲槽及波導反射腔的深度，得到PCB 非金屬化盲槽的深度為0.81mm，金屬波導反射腔的深度為0.85mm，而仿真模型的設置值分別為0.9mm、0.88mm，可看出實際加工存在一定的誤差，但基本在誤差范圍之內。將深度的實際測量值帶入到仿真模型，結合實際工程上的加工誤差，分析多層PCB 盲槽深度的誤差較大，金屬波導反射腔的誤差較小，因此取PCB 盲槽深度的范圍（0.8 ～0.9）mm，波導反射腔深度的范圍（0.85 ～0.9）mm，步進均取0.02mm進行仿真擬合，其中最差的結果如圖7 所示：在目標頻帶（27GHz ～38GHz）內的回波損耗比之前的仿真結果略微變差，但依然優于-18dB，而且同實際測試曲線基本吻合。

圖7： 回波損耗擬合仿真結果

4 結論

介紹了一種多層混壓板集成式微帶轉波導的設計方法，對其工作原理及仿真思路做了詳細分析，在Ka 波段覆蓋27GHz ～38GHz 頻帶內實現了毫米波信號的優良傳輸，并加工了實際結構，將其用于毫米波接收組件產品進行測試，實際回波損耗優于-15dB。對工程應用中實際加工可能存在的誤差做了相對分析并進行仿真擬合，得到良好的結果。該結構具有寬頻帶、低損耗的特點，設計結構相對簡單，加工一致性好，在微波毫米波領域具有非常廣闊的應用前景。