有源鉗位正激變換器電源設計

馬文超

（中科芯集成電路有限公司，江蘇 無錫 214072）

0 引言

傳統正激變換器工作在磁特性的第一象限，磁芯利用效率低，功率管硬開關工作，需要額外的磁復位電路，存在電磁干擾大、磁復位電路結構復雜、功率管損耗大和承受較高的電壓應力等缺點[1]。在傳統有源鉗位正激變換器拓撲基礎上，增加由鉗位功率管與鉗位電容串聯構成的有源鉗位支路，構成了有源鉗位正激變換器，該拓撲結構克服了傳統正激變換器的缺點，能夠實現伏秒平衡，占空比可以大于50%，由于添加了鉗位電容和鉗位功率管，主功率管承受的電壓應力減小，有源鉗位變換器原邊上的電壓是有規律的方波，能夠為副邊整流管提供自驅動信號，降低了同步整流電路的復雜度，而且實現了ZVS，降低了電磁輻射[2-3]，因此，有源鉗位正激變化器拓撲在實際工程中獲得了廣泛應用[1，4]。

針對有源鉗位正激變化器，周睿對該電路拓撲結構的工作原理進行了分析，給出了變壓器等關鍵器件關鍵指標設計方法[4]，陳光亮對有源鉗位正激軟開關工作原理進行深入剖析[5]，以LMC5025C 為主控電路，對環路外圍配置進行了說明，給出了仿真結論。綜上分析，以上研究對該拓撲結構主要還是偏向于理論方面的分析，或者只針對個別外圍元件選型進行了研究，電路整體設計思路不夠清晰明確。在實際工程應用方面，除了變壓器、輸出濾波電感等磁性元器件的選型外，還涉及功率管選型、功率管驅動電路設計、輸出濾波電容、鉗位電容等主要器件的設計。本文在理論分析基礎上，依托實際應用，先明確關鍵參數指標，再給出主要器件的設計方法和思路，對工程應用具有一定的指導意義。

1 有源鉗位正激變化器工作原理

有源鉗位正激變換器根據鉗位電路（鉗位電容與鉗位功率管串聯）的連接方式，分為低邊有源鉗位和高邊有源鉗位[6-7]，其電路結構圖分別如圖1 和圖2 所示。低邊有源鉗位電路由一個P 溝通功率MOSFET 和一個鉗位電容串聯，再并聯在主功率管的兩端，又稱為升壓式鉗位電路；高邊有源鉗位電路有一個N 溝通MOSFET 和一個鉗位電容串聯，再并聯在變壓器的兩端，又稱為反激式鉗位電路。由于低邊有源鉗位電路驅動電路簡單，不需要加驅動電路，而且市面上有多種針對有源鉗位電路的P 管供選擇，因此，低邊有源鉗位電路用途最廣，本文以此種拓撲結構進行分析。

在工程應用中，輸出部分大多采用同步整流來提高轉換器效率，因此，從圖1 中衍生出圖3 這種比較實用的拓撲圖。

圖3中，N1、N2分別為變壓器初級和次級繞組匝數，Lm和Lr為勵磁電感和變壓器漏感，S1 和S2 為主功率管和鉗位管（復位開關），D1 和D2 為功率管體二極管，Cc和Cr為鉗位電容和主功率管并聯電容（結電容和寄生電容之和），D3和D4是輸出整流管體二極管，Lo、Co和Ro為輸出濾波電感、輸出濾波電容和等效負載電阻，Vo為輸出電壓，Vin為輸入電壓，定義n=N1/N2為匝比，定義一個開關周期為Ts，S1 導通時間為Ton，占空比D=Ton/Ts，同時D=n×Vo/Vin，定義輸出電流紋波系數為kind。

彭國平、陳道煉和張磊等把有源鉗位的每個周期分為若干個階段[8-10]，對有源鉗位電路工作原理做了簡單介紹，并給出了不同階段勵磁電流、鉗位電容電壓的波形，這里基于以上分析進行細分，給出每個階段的工作機理。

（1）T0～T1期間，S1導通，S2關斷，S3導通，S4關斷，輸入電壓Vin直接施加在變壓器初級線圈，此時，變壓器次級繞組電壓為nVin，勵磁電流iLr線性上升，開關電流Is1為Im和負載折算到原邊的電流Io/n 之和，電容Cr電壓Vcr=0，能量從原邊傳遞到副邊。

（2）T1～T2期間，T1時刻S1軟關斷，S3 仍然處于導通狀態，電感Lr、Lm與電容Cr開始諧振，iLr對Cr開始充電，由于充電電流較大而Cr較小，當Cr兩端電壓Vcr上升到Vin之前iLr繼續上升，T2時刻，Vcr=Vin，該過程結束。

（3）T2～T3期間，T2時刻，勵磁電流iLm被鉗位保持不變，而勵磁電感兩端的電壓v1下降到0 V，次級繞組v2=0 V，因此S3 和S4 都關斷，但D3 和D4 都導通，Lr和Cr諧振，Lm不參與，Vcr繼續上升，iLr開始減小，D3 中的電流較小，而D4 中的電流增加，負載電流從D3 轉移到D4，當Vcr上升到Vin/(1-D)，該過程結束。

（4）T3～T4期間，T3時刻，D2開始導通，為鉗位功率管S2 零電壓開通提供了條件，v1仍然為0，iLr繼續減小并 對Cc充電，此時Lr與Cc諧振，T4時刻，S2 管ZVS 開通。

（5）T4～T5期間，Lr和Cc繼續諧振，iLr繼續減小，T5時刻，iLr=iLm，D3 中電流為0，D4 中電流上升為負載電流，兩者換流結束，變壓器初級的鉗位狀態結束。

（6）T5～T6期間，T5時刻，變壓器磁芯開始復位，初級測電壓v1=Vin-Vin/(1-D)=-VinD/(1-D)，v2=v1/n 也變為負，S4 開通，D4 截止，期間，Lr、Lm和Cc諧振，iLr繼續減小，Vc會有小幅度 上升；T6時刻，iLr=0，Vc上升 到最大。

（7）T6～T7期間，T6時刻 后iLr開始反向，變壓器磁芯復位，存儲在勵磁電感和漏感中的能量回饋到電源中，T7時刻，S2斷開。

（8）T7～ T8期間，iLr通過Cr續流，S4 繼續導通，S3 保持關斷，Lr、Lm與Cr諧振，Cr向Lr和Lm放電，Cr兩端電壓 從Vin/(1-D)放電，T8時刻，iLr達到負向最大值，Vcr下降到Vin，此過程結束。

（9）T8～ T9期間，T8開始，v1被鉗位為0，則v2=0，Lr和Cr諧振，Lr兩端電壓變為正，iLr開始升高，D3 和D4都導通，D3 中的電流從0 開始上升，D4 中的電流從ILo開始減小，為了確保S1 達到ZVS，在S1 開通前，Vcr必須為0，即在本階段，Cr中的能量要在諧振過程中全部轉移出去。

（10）T9～T10，當T9時，Vcr=0，S1 的體二極管D1開始導通，同時D3 和D4 也處于導通狀態，v2=0,故變壓器初級電壓扔被鉗位于0，因此Lr兩端電壓為Vin，iLr繼續上升但仍 為負，T10時，S1 ZVS 開通。

（11）T10～T11，iLr繼續上升到0。

（12）T12，T11～T0+Ts，D3 和D4 扔處于導通狀態，初級電壓扔被鉗位為0，Lr兩端電壓為Vin，iLr繼續上升，D3中電流也不斷上升，當iS3上升到負載電流，iS4下降到0，兩者完成換流，結束時刻，iLr=iLm+ILo/n，變壓器初級鉗位解除，v1=Vin，v2=Vin/n，S3 開通，開始下一個周期。

2 關鍵元器件參數設計

本文基于案例指標：輸入電壓Vin=18 V～36 V，輸出電壓Vout=12 V，負載電流Iload=2 A，工作頻率Fs=100 kHz，轉換效率η=80%，給出重要參數設計步驟。

2.1 最大占空比設計

鉗位電容兩端的電壓Vc如式（1）所示，主功率管漏源兩端承受的電壓Vds=Vc，磁復位電壓Vreset如式（2）所示，從數學分析的角度看，隨著D 的增加，Vds和Vreset的變換量也顯著，最大占空比工程上一般選擇Dmax=0.7 左右，這樣，Vds在整個輸入電壓范圍內變化量不大。

2.2 功率變壓器設 計[3，11]

2.2.1 磁芯選擇

通常采用AP 法經驗公式來確定磁芯類型和規格，AP 法經驗公式為：

其中PT為變壓器視在功率（W）；AW為線圈有效窗口面積（cm2）；AC為磁芯有效截面積（cm2）；Kf為波形系數，這里取為4；KW為窗口系數即刺心窗口線圈的占空系數，一般選0.4；Fs為變換器開關頻率（kHz）；ΔB 為磁通變換量（T）；J 為流過導線的電流密度（A/cm2）。

可以算出PT=54 W，ΔB 取0.18 T，J 取400 A/cm2，可以計算出AP=0.046 8 cm4。

選 用TDK PC40，EE30 磁芯，查表可得AP=0.7995 cm4（AeAw），AC=109 mm2，AW=73.7 mm2。

2.2.2 初級匝數、次級匝數和導線選擇

匝數比可按照式(5)計算：

原邊線圈匝數為：

AC=109 mm2=1.09 cm2代入公式計算，可以計算出N1=10.7（匝），取N1=11 匝。

二是對于農業轉基因生物方面，2006年4月，我國實行了《中華人民共和國農產品質量安全法》。該法第三十條規定，“屬于農業轉基因生物的農產品，應當按照農業轉基因生物安全管理的有關規定進行標識”。而關于農業轉基因生物，目前主要有《農業轉基因生物安全管理條例 》和《農業轉基因生物標識管理辦法》兩個法規。主要規定國家對農業轉基因生物實行標識制度。未標識和不按規定標識的，不得進口和銷售。說明在農產品方面，我國實行嚴格的標識制度。并對標識方法和標識范圍進行了規定。

次邊線圈匝數：

計算出N2=10.5，取N2=11，則n=1。

初級輸入電流峰值為：

電流有效值為：

可以算出Irmsl=2.8 A。

初級側導線截面積為：

J=400 A/cm2=4 A/mm2，計算出Sm1=0.7 mm2。

則d1=0.944 mm。

算出Irms2=1.67 A。

算出Sm2=0.42 mm2，則d2=0.648 mm。

導線集膚深度按照式(14)得出，為0.21 mm。

初次級導線直徑都大于2 倍集膚深度，不能直接采用上述計算的導線直徑，因此需要采用多股并繞；查AWG表，可以看出d1對應18 AWG，d2對應22 AWG，d1采 用4 股24 AWG 并聯，d2采用4 股25 AWG 并聯。

2.3 鉗位電容選型

根據第一節工作原理描述，當Cc足夠大時，鉗位電容兩端的電壓近乎不變，但是根據式（1）可以看出Vc隨著輸入電壓和占空比變化而變化，當電容值比較過小時，電壓紋波增加，增加開關管電壓應力，系統的瞬態響應較快，當電容比較大時，鉗位電壓紋波小，但瞬態響應變慢，綜合考慮，鉗位電容值允許有20%～30%的電源紋波。

為了使主開關管和輔助開關管的電壓應力最小，需要滿足以下關系：

其中，Dmin=nVo/Vinmax=1/3，根據2.2 節得到的變壓器參數可以實測得到Lr、Lm，進而計算出理論值Cc。

2.4 主功率管選型

功率管主要考慮電壓應力和電流應力，漏源電壓Vds=Vc，主功率管兩端承受的電壓為Vc：

占空比最小時，承受的電壓最大，代入數值Vinmin，Vc=54 V（本例子比較特殊，最大輸入和最小輸入電壓時，Vc都是54 V，Vc隨著Vin先遞減后遞增），滿載輸出，最大占空比時流過S1 的電流最大，通過式（18）可以計算出Irms(s1)=1.68 A。

根據主功率管耐壓值和峰值電流，考慮足夠降額，可以選擇IRF640，查看手冊可知，其VDSS=200 V，IDmax=16 A 。

2.5 輸出電感設計

輸出電感和輸出電容的設計與普通BUCK 型拓撲結構相似[12]，對于有源鉗位拓撲結構，當占空比最小時，電感電流紋波最大，設定輸出紋波電流系數kind=0.1，代入式（20）可以計算出電感值為133.3 μH，可選200 μH電感。

2.6 輸出電容設計

實際的電容等效為寄生電阻ESR、電感Lc和理想電容Co的串聯，當開關頻率小于500 kHz時，Lc可以忽略，輸出紋波電壓由輸出紋波電流在ESR 產生的電壓和紋波電流在Co上的充放電引起的電壓紋波之和，后者與流過Co的電流積分成正比，當頻率比較低時，輸出紋波主要由前者產生。

設定紋波電壓為ΔVo=120 mV，則ESR=120 mV/200 mA=0.6 Ω。

針對電解電容有ESR×Co=65×10-6，可以算出Co=108.3 μF，考慮溫度系數等因素，可選擇220 μF 電容，耐壓25 V。

2.7 輔助功率管驅動

輔助功率管采用PMOSFET，陳小明給出了低端箝位MOSFET 的驅動電路[13]，如圖4 所示，驅動信號OUTB 的高電平電壓為Vaux，當OUTB 為高電平時，二極管D1導通，電容C1充電，左負右正，充電到-Vaux；當OUTB為低電平時，D1 截止，C1上的電壓經過R1進行放電，C1和R1放電時間常數遠大于PWM 波周期時，C1上的電壓近似不變，T1的源級、放電電阻和D3 共地，故T1柵源級電壓峰值為0，因此T2柵極為負電平的驅動電壓信號，可通過第三節的仿真結果看到。

通常選取C1×R1≥100 Ts，Vaux=7.5 V，電阻選擇0805 封裝貼片電阻，額定功率為1/4 W，可以計算出R1=225 Ω，假定R1=1 Ω，可以計算出C1=1 μF，如果R1=10 Ω，可以計算出C1=0.1 μF，因此，R1可以在1 Ω～10 Ω 范圍內選擇，C1在0.1 μF～1 μF 范圍內選擇，C1可選擇0805 封裝，16 V 耐壓值。

3 仿真分析結果

基于以上理論分析，采用TI 公司的LM5025C 作為PWM 控制器，搭建外圍電路，構成閉環控制系統進行仿真分析，電路原理圖如圖5 所示。該器件是單通道有源鉗位電壓模式PWM 控制器，有主功率管驅動信號OUTA和輔助功率管驅動信號OUTB，OUTA 可以直接驅動NMOS，OUTB 經過耦合電容后接PMOS 管的柵極，還具有死區時間可調、欠壓鎖定、軟啟動、頻率可調和外部時鐘同步等功能，非常適用于正激電源拓撲結構中[14-15]。圖6 是仿真結果圖，OUTA 和OUTB 分別是主功率管和輔助功率管柵極驅動信號，可以看出OUTA 為負電壓信號，驅動PMOS，輸出電壓軟啟上升到穩定值。

4 結論

通過仿真結果可以看出，輸出電壓軟啟動上升，在滿載時輸出電壓也能保持穩定，主功率管和輔助功率管驅動波形滿足設定要求，整個環路可以正常工作。由于篇幅限制，對變壓器詳細的設計過程、誤差放大器選擇等未做具體闡述。