用于漏電流抑制的正、反向鉗位H10三相逆變器

馬海嘯， 邵鵬程， 蘭摘星

(南京郵電大學 自動化學院、人工智能學院，江蘇 南京 210023)

0 引 言

光伏發電是未來世界電力來源的主要手段之一，也是國家能源戰略的重要組成部分[1-3]。一般的光伏發電系統配備工頻或高頻變壓器以達到功率調節和電氣隔離的目的，但其體積大、成本高、效率低等缺點不可避免，而非隔離型光伏逆變器解決了這些問題，在實際工程中得到廣泛應用，成為了當前的研究熱點[4-7]。由于缺乏變壓器的電氣隔離作用，逆變系統的共模電壓作用在光伏板與大地之間形成的寄生電容上，產生漏電流[8-9]。漏電流會帶來電磁干擾，引起并網電流畸變，影響設備壽命和人身安全[10-11]。德國VDE 0126-1-1標準要求光伏系統的漏電流不得高于300 mA，否則必須在規定時間內切斷[12]。

為了解決漏電流問題，國內外研究人員提出了許多富有見地的非隔離型三相逆變器拓撲和調制方法。文獻[13]提出了一種H7型三相逆變器，雖然它能在一定程度上減小漏電流，但該拓撲的共模電壓變化范圍仍然較大，導致其漏電流抑制效果較差。文獻[14]提出了一種H8拓撲，當逆變器處于續流模態時，通過兩個直流母線隔離開關的作用使逆變器直流側與電網側斷開，有效降低了漏電流。但是，由于開關結電容值很小，續流模態下的共模電壓會產生振蕩，降低了漏電流抑制能力。文獻[15]提出了一種三相四橋臂逆變器拓撲，采用特定的調制方式，該拓撲可以減小漏電流和系統差模失真，但其調制指數有限。文獻[16]提出了一種兩級三相光伏逆變器拓撲，盡管它可以減少漏電流，但其具有大量的二極管和功率開關，開關損耗和導通損耗大大增加，系統效率下降。文獻[17]提出了一種改進調制算法，它通過合成3個偶矢量或奇矢量來得到恒定的共模電壓。該方法雖然消除了漏電流，但系統調制度范圍減小，開關管電壓應力提高。文獻[18]提出了另一種H8拓撲，它利用兩個二極管實現了鉗位作用，使得共模電壓脈動減小，抑制了漏電流，但其控制方法繁瑣，計算量大。文獻[19]提出一種FB10拓撲，并配合合理的調制策略有效抑制了漏電流。但該電路需要兩個獨立的直流輸入源，每個直流源只在部分工作模態下工作，電源利用率低。

本文提出正、反向鉗位兩種三相逆變器拓撲和一種同時適用于二者的通用型控制策略，并分析它們的工作原理，有效減小系統漏電流，最后對方案進行驗證。

1 正、反向鉗位H10工作原理

正、反向鉗位H10三相逆變器拓撲的原理圖分別如圖1(a)和1(b)所示。其中：Ud、CPV分別為直流輸入電壓和寄生電容；S1～S6為橋臂開關；S7和S8為直流母線隔離開關；S9和S10為鉗位開關；Cdc1、Cdc2和Cdc3為3個等值的直流分壓電容；L和C組成三相濾波網絡。

圖1 提出的H10拓撲

系統共模電壓定義為[13]

Ucm=(UAQ+UBQ+UCQ)/3。

(1)

其中：UAQ、UBQ和UCQ分別為點A、B、C相對于Q點的電壓；Ucm為共模電壓。由于光伏組件的主體局部接地，光伏板和地面之間存在寄生電容CPV，它與共模電壓、大地一起組成了逆變器的共?；芈?，為漏電流的流通創造了條件。為了減小漏電流，降低共模電壓變化范圍和增大共?；芈纷杩苟际强尚械姆椒?，這也是本文的中心思想。

由圖1和式(1)可知開關狀態決定共模電壓的大小。開關狀態定義如下：對于A相橋臂開關S1和S4，“1”表示S1導通，S4關斷，“0”表示S1關斷，S4導通；對于B相橋臂開關S3和S6，“1”表示S3導通，S6關斷，“0”表示S3關斷，S6導通；對于C相橋臂開關S5和S2，“1”表示S5導通，S2關斷，“0”表示S5關斷，S2導通；對于開關S7、S8、S9和S10，“1”表示對應的開關導通，“0”表示對應的開關關斷。例如，當開關S1、S6、S2、S7和S8導通，其余開關關斷時，開關狀態記為M1(1001100)。采用提出的調制策略，逆變器共有8種開關狀態，如表1所示。

表1 開關狀態與共模電壓

開關狀態M1～M6為傳統工作狀態，在這些狀態下，正、反向鉗位兩種拓撲的工作原理相同。以開關狀態M2(1101100)為例：上橋臂開關S1和S3導通，S5關斷，下橋臂開關S4和S6關斷，S2導通，隔離開關S7和S8都導通，鉗位開關S9和S10都關斷。此時UAQ=UBQ=Ud，UCQ=0，共模電壓Ucm=2Ud/3。兩種鉗位拓撲在開關狀態M2下的電流回路分別如圖2(a)和2(b)所示，其余傳統工作狀態與之類似。

開關狀態M7和M8為鉗位工作狀態，在這些狀態下，正、反向鉗位兩種拓撲的工作原理有所差異。

以開關狀態M7(1110010)為例，上橋臂3個開關均導通，下橋臂3個開關均關斷，隔離開關S7和S8均關斷，鉗位開關S9導通，S10關斷，逆變器處于續流模態。通常來說，開關狀態M7的前一狀態為上橋臂3個開關中有兩個導通，下橋臂有一個開關導通，這里以開關狀態M2進入開關狀態M7為例進行說明，其他情況類似。對于正向鉗位拓撲，UAQ=UBQ=UCQ=2Ud/3，共模電壓Ucm=2Ud/3；對于反向鉗位拓撲，UAQ=UBQ=UCQ=Ud/3，共模電壓Ucm=Ud/3。兩種鉗位拓撲在開關狀態M7下的電流回路分別如圖2(c)和2(d)所示，開關狀態M8與之類似。

圖2 電流回路示意圖

2 控制策略

基于表1中系統開關狀態與共模電壓的邏輯關系，本文提出一種正弦脈沖寬度調制(sinusoidal pulse width modulation，SPWM)和邏輯控制相結合的調制策略，如圖3所示。

該方法不需要繁瑣的計算，易于實現，且同時適用于正、反向鉗位兩種拓撲。圖3中：ura、urb和urc為三路相位互差120°的正弦調制波；uc為三角載波。將它們進行比較，當正弦調制波的幅值大于三角載波的幅值時輸出1，小于載波時輸出0，從而得到數字邏輯模塊的輸入信號X、Y和Z。輸入信號X、Y和Z經過數字邏輯函數(式(2))后得到輸出信號S1～S10，以此來控制各開關的通斷。輸入信號X、Y、Z和輸出信號S1～S10的對應關系如表2所示。

圖3 提出的調制策略

表2 邏輯狀態關系

(2)

例如，當輸入信號X、Y和Z為(100)時，開關邏輯為：

(3)

此時正、反向鉗位拓撲的共模電壓相同，為Ud/3。

例如，當輸入信號X、Y和Z為(110)時，開關邏輯為：

(4)

此時正、反向鉗位拓撲的共模電壓也相同，為2Ud/3。

例如，當輸入信號X、Y和Z為(111)時，開關邏輯為：

(5)

此時電路處于續流模態，正向鉗位拓撲的共模電壓為2Ud/3，反向鉗位拓撲的共模電壓為Ud/3。

同理可推得其余情況下各開關邏輯式的表達，在此不再贅述。綜上，邏輯運算結果與表2相應的開關狀態契合，提出的調制策略能使逆變器工作在預期狀態。

3 兩種H10逆變拓撲的對比分析

圖4為正、反向鉗位拓撲在一個開關周期內各自的開關狀態和共模電壓波形，此時開關狀態作用順序為“M7M2M1M8M1M2M7”。由圖4可知，無論是正向鉗位拓撲還是反向鉗位拓撲，共模電壓幅值在一個開關周期內的變化范圍(UMAX-MIN)相同，均為Ud/3，但由于鉗位電路的作用，二者共模電壓的變化頻率有所區別。

圖4 開關狀態和共模電壓

對于開關狀態M7，其前一開關狀態和后一開關狀態都是上橋臂有兩個開關導通，下橋臂有一個開關導通，如M2、M4或M6，兩種鉗位拓撲的共模電壓在這3種開關狀態下的幅值相同，均為2Ud/3。處于開關狀態M7時，正向鉗位拓撲的共模電壓為2Ud/3，與相鄰狀態一致；而反向鉗位拓撲的共模電壓為Ud/3，與相鄰開關狀態相比，出現了跳變。相對應地，對于開關狀態M8，其前一開關狀態和后一開關狀態都是下橋臂有兩個開關導通，上橋臂有一個開關導通，如M1、M3或M5，兩種鉗位拓撲的共模電壓在這3種開關狀態下的幅值相同，均為Ud/3。處于開關狀態M8時，正向鉗位拓撲的共模電壓為Ud/3，與相鄰狀態一致；而反向鉗位拓撲的共模電壓為2Ud/3，與相鄰開關狀態相比，出現了跳變。綜上，反向鉗位拓撲的共模電壓在開關狀態M7和M8出現的跳變導致其頻率為正向鉗位拓撲的三倍。

圖5為H10拓撲的共模簡化模型[20]，根據電路原理知識，共?；芈纷杩篂?/p>

圖5 共模簡化模型

(6)

由式(6)可知，逆變器工作頻率、濾波電感值和寄生電容三者共同影響著共?；芈纷杩沟拇笮?。若逆變器工作頻率較小，則共?；芈烦嗜菪?；若逆變器工作頻率較大，則共?；芈烦矢行?。對于本文所述的正向鉗位拓撲，將ω=40 kHz、L=5 mH、CPV=100 nF代入式(6)可得Zcm=-j58，而對于反向鉗位拓撲，ω=120 kHz、L=5 mH、CPV=100 nF，代入式(6)可得Zcm=j158?？梢?，在本文的實驗參數下，反向鉗位拓撲的共?；芈纷杩怪当日蜚Q位拓撲大，但不能由此統一認定任意實驗參數條件下此結論都成立。

綜上可知，反向鉗位拓撲的共模電壓頻率為正向鉗位拓撲的3倍，系統共?；芈纷杩垢?，在共模電壓幅值相同的情況下，其漏電流更小，因此反向鉗位拓撲在漏電流抑制方面具有更好的效果。

4 仿真結果

本節搭建Saber仿真模型對提出的方案進行驗證，主要的仿真參數如表3所示。

表3 仿真參數

圖6(a)和圖6(b)分別為正、反向鉗位拓撲輸出三相相電壓和A相相電流的仿真結果。由圖可知，正、反向鉗位拓撲在提出的調制方案下都能夠正常工作，輸出的三相相電壓是對稱的，有效值都在110 V左右，波形畸變率較小。在電阻負載下A相相電流與A相相電壓同相位。

圖6 仿真結果：三相相電壓和A相相電流

圖7為正、反向鉗位拓撲UAQ、UBQ、UCQ和Ucm的仿真結果。由圖7(a)和圖7(b)可以看出，兩種鉗位拓撲的UAQ、UBQ、UCQ都有4個電壓等級，分別為0、Ud/3、2Ud/3和Ud；共模電壓幅值都在Ud/3和2Ud/3兩值之間跳變，與第2節理論分析一致。為進一步說明正、反向鉗位拓撲共模電壓的區別，將兩者在同一時間段內展開如圖7(c)所示。不難看出，當輸入信號X、Y、Z為(111)或(000)時，正向鉗位拓撲的共模電壓與相鄰狀態一致，而反向鉗位拓撲的共模電壓發生跳變，使得其頻率為正向鉗位拓撲共模電壓頻率的三倍，與第3節理論分析一致。

圖7 仿真結果：UAQ、UBQ、UCQ和共模電壓

圖8為正、反向鉗位拓撲漏電流及其頻譜分析的仿真結果。由圖8(a)可知，正向鉗位拓撲的漏電流經過快速傅里葉變換(fast fourier transform，FFT)后，在開關頻率(40 kHz)處得其峰值-15.065 dBA，換算后為176.5 mA。對于反向鉗位拓撲，由于其共模電壓頻率提高，系統共?；芈纷杩乖黾?，使得漏電流相較于正向鉗位拓撲有所減小。如圖8(b)所示，反向鉗位拓撲的漏電流經過FFT分析后，在三倍開關頻率(120 kHz)處得其峰值-27.78 dBA，換算后為40.8 mA，漏電流的確有所減小。因此，反向鉗位拓撲相較于正向鉗位拓撲具有更好的漏電流抑制能力，且二者的漏電流都小于300 mA，滿足VDE 0126-1-1標準，符合理論分析。

圖8 仿真結果：漏電流及頻譜分析

5 實驗結果

為進一步驗證提出方案的有效性，搭建了樣機實驗平臺，實驗參數和仿真參數一致。

圖9為正、反向鉗位拓撲輸出三相相電壓以及A相相電流的實驗波形。由圖可知，兩個拓撲均可以正常工作，輸出的電壓、電流波形質量較高，與圖6所示的仿真波形一致。

圖9 實驗結果：三相相電壓和A相相電流

圖10為正、反向鉗位拓撲UAQ、UBQ和UCQ的實驗波形。由圖10(a)和圖10(b)可知，兩種鉗位拓撲的UAQ、UBQ和UCQ都有4個電壓等級，分別為0、Ud/3、2Ud/3和Ud，它們的展開波形如圖10(c)和圖10(d)所示。由圖10(c)和圖10(d)可知，當開關狀態為M7時，正向鉗位拓撲的UAQ、UBQ和UCQ均被鉗位到2Ud/3，而反向鉗位拓撲的均被鉗位到Ud/3；當開關狀態為M8時，正向鉗位拓撲的UAQ、UBQ和UCQ均被鉗位到Ud/3，而反向鉗位拓撲的均被鉗位到2Ud/3，與第3節理論分析一致。

圖10 實驗結果：UAQ、UBQ和UCQ

圖11為正、反向鉗位拓撲漏電流及其頻譜分析的實驗結果。由圖11(a)可知，正向鉗位拓撲的漏電流經過FFT分析后，在開關頻率(40 kHz)處得到其峰值-16.0 dBA，換算后為158.4 mA。由圖11(b)可知，反向鉗位拓撲的漏電流經過FFT分析后，在三倍開關頻率(120 kHz)附近得到其峰值-22.2 dBA，換后為77.6 mA?？梢?，反向鉗位拓撲的漏電流與正向鉗位拓撲相比大大減小，和仿真結果一致。另外，二者的漏電流幅值都小于300 mA，滿足VDE 0126-1-1標準，保障了設備和人身安全。

圖11 仿真結果：漏電流及頻譜分析

6 結 論

本文提出了正、反向鉗位兩種新型十開關逆變器拓撲，分析了兩者的工作原理以及共?；芈纷杩固匦?，采用提出的載波調制和邏輯運算相結合的新型調制策略對兩種逆變器的漏電流抑制性能進行了對比研究，得到以下結論：1)兩種拓撲均可以改善逆變系統的共模特性，降低共模電壓的變化范圍，有效地解決了系統漏電流問題；2)反向拓撲的共模電壓頻率相較于正向拓撲更高，系統共?；芈纷杩垢?，漏電流抑制效果更強，具有更好的工程應用價值。