具有有源鉗位吸收功能的有源鉗位正激DC/DC 變換器設計

朱池生 張敏彧

（中國電子科技集團公司第四十三研究所 安徽省合肥市 230088）

正激變換器具有電路拓撲簡單、元器件種類較少、控制芯片國內相對較為成熟，非常適用于有國產化要求的中小功率電源變換場合。然而，相對與反激、橋式電路而言，正激式變換器需要增加磁復位電路來實現變壓器的磁復位。正激有源鉗位技術于1987 年提出[1]，不僅有效解決了正激變換器的磁復位問題，而且使初級開關管實現軟開關，將開關損耗降到最低，提高了效率，在中小功率DC-DC 變換器中得到廣泛應用。

本文研究了有源鉗位正激變換器的工作原理，設計了一款具有有源鉗位吸收功能的有源鉗位正激DC/DC變換器，產品具有輸入欠壓、輸出過壓、輸出過流、輸出短路、過溫保護等功能。本文設計的產品輸入電壓范圍為16V～40V，輸出功率為300W，輸出電壓為15V，轉換效率為94%左右，封裝為1/4 磚形式，次級續流管采用有源鉗位吸收電路。

1 有源鉗位正激工作原理

在正激變換器中，變壓器必須要復位，有源鉗位正激電路中采用了鉗位電路給變壓器進行復位的方式，其鉗位電路由有源開關器件和鉗位電容串聯組成，并聯在主開關管或變壓器的繞組兩端[2,3]。鉗位電路中的有源開關器件一般為NMOSFET 或PMOSFET，簡稱輔管。圖1 電路中的輔管Q1 采用了P 型MOSFET，與鉗位電容C1 串聯后組成鉗位電路，并聯在主開關管Q2 的兩端，其工作時序圖如圖2。

圖1： 有源鉗位正激電路拓撲

圖2： 工作時序圖

為了方便分析有源鉗位正激變換器的工作原理，對圖1 所示電路元器件做出如下假設：

（1）所有的功率開關管、同步整流管皆視為理想型開關器件。

（2）變壓器T1 的漏感遠小于勵磁電感，主開關管Q1 的寄生電容遠小于鉗位電容，鉗位電容足夠大，其兩端電壓為穩定值。

（3）輸出濾波電感L1 足夠大，濾波電感L1 可以視為一恒定直流源；輸出波電容Co 足夠大，輸出電壓Vout 為穩定值。

主管Q2 和輔管Q1 的驅動電壓分別為Vgs1和Vgs2，兩個信號之間有一定的死區。Im是變壓器的磁化電流波形，Vs 為變壓器副邊電壓波形，N 為變壓器原副邊繞組匝比。每個開關周期內，共有7 個開關模態，各個開關模態的工作情況如下：

（1）開關模態一（T0-T1）：T0 至T1 時刻，主管Q2 處于導通狀態，變壓器原邊承受正壓，磁化電感電流Im線性增長，Q2 流過的電流ID=Im+Io/N，N為變壓器的匝比，此時變壓器副邊繞組感應上正下負的電壓。副邊整流管Q3 處于通態，續流管Q4 關斷。輸入端通過變壓器 T1、主開關管Q1、同步整流管Q3 向負載側傳送能量。

（2）開關模態二（T1-T2）：T1 時刻，主管Q2 軟關斷，變壓器的磁化電感Lm同Q2 的輸出結電容諧振，在變壓器原邊電壓降為零之前，負載電流折射到原邊，所以此時是Io/n 和磁化電流之和（Io/n+Im）給Q2 的輸出結電容充電，Q2 的漏源間的電壓Vds上升，同時，副邊電壓Vs下降。T2 時刻，Vds由零上升至輸入電壓Vin，副邊電壓Vs由Vin/n 降至零，電感L1 的電流通過Q3 和Q4 的體二極管續流。

（3）開關模態三（T2-T3）：T2 時刻后，當Q3 關斷和Q4 打開，變壓器磁化電流繼續對主管Q2 輸出結電容進行充電，此時電壓大于輸入電壓Vin，副邊電壓Vs由正變負，負載電流Io由Q3 至Q4 中，磁化電流Im開始下降。在T3 時刻，Q2 的漏極電壓被充電至Vc。

（4）開關模態四（T3-T5）：T3 時刻，C1 被充電至等于鉗位電容電壓Vc。T3 時刻后，輔管Q1 的體二極管導通，磁化電流通過Q1 的體二極管給鉗位電容C1充電，鉗位電容電壓與輸入電壓的差（Vc-Vin）加到變壓器原邊繞組上，磁化電流Im繼續下降。此時副邊電壓為（Vc-Vin）/N，副邊負載電流Io通過同步整流管Q4續流。

（5）開關模態六（T5-T6）：T5 時刻，關斷輔管Q1，由于磁化電感電流不能突變，Im開始給Cs放電，Q2 的漏源電壓Vds從Vc往下降，變壓器原邊電壓從（Vc-Vin）開始下降。當Q2 的漏源電壓Vds降為輸入電壓Vin時，此時的電感電流通過Q4 和Q3 的體二管續流。此時Q2 的漏源電壓被鉗位至電壓Vin。在模態六中，主管Q2 在開通前的漏源電壓由（Vin+Vc）降為輸入電壓Vin，部分實現了軟開關。

（6）開關模態七（T6-T7）：T6 時刻，變壓器原邊電壓由負值變到零。這時副邊同步整流管Q4 關斷，負載電流Io流過Q9、Q10 的體二極管，并隨著副邊電壓的上升，流過的Q9、Q10 體二極管負載電流逐漸往Q7 的體二極管換流，Q7 體二極管中電流折射到原邊，如果該折算到原邊的負載電流小于給Cs放電的磁化電流Im，Cs繼續被放電，Q2 的開通條件將更好，甚至實現ZVS。

2 開關尖峰產生機理

根據有源鉗位正激電路的工作原理，當鉗位管Q1關斷后，由于此時Q3 關斷和Q4 開通，所以輸出電感L1 的電流會流過Q3 的體二極管和Q4，如圖3 所示，此時變壓器T1 初級繞組電壓被鉗位到0V 左右。當Q4關斷、Q3 開通時，輸出電感L1 的電感電流流過Q4 的體二極管和Q3，如圖4 所示。當主開關管Q1 的DS 電壓低于輸入電壓時，Q4 體二極管兩端電壓升高，此時Q4 體二極管因存在反向電壓而截至工作，電感L1 的電流完全流過Q3，由于MOSFET 寄生的體二極管反向恢復特性較差，與寄生電感進行諧振，所以會在Q4 體二極管關斷后產生較大的開關尖峰。

圖4： Q3 開通和Q4 關斷時電感電流流向

3 開關尖峰抑制電路

為了防止開關尖峰損壞開關器件，會在開關器件上并聯緩沖或吸收電路。常用的緩沖或吸收電路有RC 緩沖電路（圖5）和RCD 鉗位電路（圖6）等。

圖5： RC 緩沖電路

圖6： RCD 鉗位電路

RC 緩沖電路就是在開關器件上并聯RC 串聯電路，當開關管關斷后，變壓器漏感、體二極管反向恢復等效電容、緩沖電路R 和C 形成阻尼震蕩電路，從而減小乃至消除寄生電感和體二極管反向恢復等效電容之間的諧振。一般緩沖電容C 的值必須大于反向恢復等效電容的值，但又不能選擇太大，否則會使R 上的損耗增加。RC 緩沖電路簡單，但是漏感能量通過緩沖電阻R 發熱消耗掉，所以不利于效率提高。

圖6 為RCD 鉗位電路，當開關管關斷后，開關管漏極電壓升高，當電壓等于鉗位電容C1 上電壓時，二極管D1 開始導通，電容C1 上電壓開始上升，由于一般鉗位電容遠大于開關管得寄生電容，所以RCD 鉗位的電容可以看成是電壓源，其RC 充放電幅度的谷值均不小于拓撲反射電壓，峰值即鉗位電壓。從圖中可以看出，鉗位電容上存在并聯電路，所以該電路也存在很大損耗。但是與RC 緩沖電路相比，開關管漏極可以鉗位到相對低的電壓上，因此RCD 鉗位也是效率較高的吸收電路。

有源鉗位吸收電路不僅可以實現類似RCD 鉗位電路的功能,而且可以進一步減小鉗位電路產生的功耗,如圖7 所示。有源鉗位電路主要有鉗位電容C2、二極管D1 和有源器件Q5 組成。

圖7： 有源鉗位吸收電路

當主功率開關管Q4 關斷時，鉗位電路中Q5 也是關斷，此時變壓器的漏感能量通過二極管D1 對鉗位電容C2 進行充電，如圖8(a)所示。由于二極管的單向導通特性，且鉗位電容容值一般較大，所以鉗位電容上電壓略高于輸入電壓與匝比的乘積。經過延遲后，驅動電路打開開關管Q5，由于鉗位電容C2 上電壓略高于輸入電壓與匝比的乘積，所以電容C2 開始放電，直到電壓等于輸入電壓與匝比的乘積，如圖8(b)所示。由于在充放電過程中，沒有電阻器件產生功耗，所以采用這種有源鉗位吸收電路的電路轉換效率更高。

圖8： 有源鉗位吸收電路充電和放電回路

4 實驗驗證

下面設計一款基于有源鉗位吸收電路的有源鉗位正激變換器，具體參數如表1 所示。

表1： 主要技術指標要求

4.1 主要參數設計

4.1.1 變壓器設計

根據電路的工作頻率，選用東磁公司的DMR95 磁材。PWM 控制器選用國產PWM 控制器5025A，該芯片最大占空比為90%，有源鉗位正激占空比計算公式如下：

式（1）中，VL為電感繞組電阻的電阻壓降(V)，這里取0.05V；VSR為 MOSFET 壓降(V)，這里取0.1V；VPW為原邊MOSFET 及線路壓降 (V)，這里取0.1V。

考慮到主開關管鉗位電壓不宜過高，這里取最大占空比為70%，通過上述公式可計算出變壓器的原副邊匝比為0.66。

有源鉗位正激變壓器工作在1、3 象限，所以變壓器的工作磁密（單邊）為：

式（2）中，Ae為磁芯的截面積(mm2)，這里取61 mm2；ΔB 為變壓器工作磁密(T)，這里取0.15。

通過計算，變壓器磁芯選擇東磁公司的ECI20B4，DMR95 磁材，Ae=61 mm2，變壓器初次級匝數為：NP=2，NS=3。

4.1.2 電感設計

根據電感上電壓和電流的關系，可以計算出電感中電流峰值（單邊）為：

式（3）中：ΔIL為電感中峰值電流(A)，L為電感感量(H)，fs為工作頻率(Hz)，D 為開關管占空比。

電感上最大磁通密度公式為：

式（4）中：I為電感中峰值電流(A)，N為電感繞組匝數（圈），Ae為磁芯的截面積(mm2)，Bpeak為最大磁密(T)，這里取0.3。

通過計算，電感磁芯選擇東磁公司的ECI20B4，DMR95 磁材，Ae=61 mm2，電感繞組匝數為：NS=5。

4.1.3 初級主開關管設計

根據有源鉗位正激電路的工作原理，初級主開關管在關斷時反向電壓為：

主開關管的電流和變壓器初級電流一樣，所以可以計算出主開關的電流有效值為：

式（6）中：Ioutnom為額定輸出電流，這里取20A。

通過上式計算，可得在整個輸入電壓范圍內，MOS管電壓應力值為80V，電流有效值最大為25.14A?？紤]一定的元器件降額，設計選用陜西亞成微電子股份有限公司的JRC15N010H，主要性能為150V/60A/9.4mΩ，可滿足使用要求。

4.1.4 次級續流管設計

根據有源鉗位正激電路的工作原理，次級續流管在關斷時反向電壓為：

當初級主開關管關斷時，電感電流流過續流管，續流管上波形為梯形波，所以可以計算出電流有效值為：

通過上式計算，可得在整個輸入電壓范圍內，MOS管電壓應力值為60V，電流有效值最大為17.49A?？紤]一定的元器件降額，設計選用遼寧芯諾電子科技有限公司的XNM110N10D5，主要性能為100V/110A/4.6mΩ，可滿足使用要求。

4.1.5 續流管有源鉗位吸收電路設計

根據續流管有源鉗位吸收電路的工作原理，鉗位電容上的電壓等于續流管上的平臺電壓，所以鉗位電容選擇100V/0.33uF。

當續流管開通時，鉗位二極管上的反向電壓等于鉗位電容上的電壓，所以鉗位二極管選擇遼寧芯諾電子科技有限公司的DSS210，主要性能為100V/2A。有源鉗位電路中PMOS 開關管是并聯在鉗位二極管上，反向耐壓和二極管一樣，所以鉗位PMOS 管選擇西安龍飛電氣技術有限公司的LY10P095J，主要性能為-100V/18A/95mΩ。

通過對有源鉗位吸收電路的工作原理分析可知，在續流管關斷時間內，鉗位管被打開，鉗位電容上的開關尖峰能力通過鉗位管放電，但是鉗位管又不能影響續流管正常的續流過程，所以鉗位管和續流管工作存在一定的死區時間。

4.2 實驗結果

圖9 為續流管的漏源電壓測試對比波形，測試條件為28V 輸入，輸出電流20A。從圖9(a)可以看出，在不加任何吸收電路的情況下，漏源峰值為85V，接近MOSFET 的最大漏源電壓。圖9(b)為在加入了有源鉗位吸收電路情況下的漏源電壓波形，從圖中可以看出，漏源峰值僅為40V 左右，開關尖峰完全被吸收了。

圖9： 續流管的漏源電壓測試對比波形

表2 為該樣機達到的主要技術指標。

表2： 主要技術指標達到水平

從表2 可以看出，該開關電源主要技術指標性能良好，滿足技術指標要求，尤其是輸出電壓范圍可調、轉換效率高的顯著特點。

5 結論

本文介紹了有源鉗位吸收電路在正激變換器中的應用，通過采用有源鉗位吸收電路來對開關尖峰進行吸收，不僅極大降低了MOSFET 的漏源電壓尖峰，而且可以獲得很高的轉換效率，該吸收電路同樣可以推廣應用到其他硬開關電路中，可以獲得很高的轉換效率和更高的輸出功率。