基于改進模糊PI控制的雙有源橋DC-DC變換器

陳桃

(南京工程學院 電力工程學院,江蘇 南京 211167)

隨著新能源大量接入直流微電網,為了加大對新能源高效、可靠的利用,直流微電網技術逐漸得到學術界的關注。直流變壓器作為直流微電網的電能變換與功率傳輸的核心裝置,目前針對直流變壓器的研究較多[1]。由于具有控制簡單、可實現電壓等級的變換以及功率的雙向流通等特點,雙有源橋DC-DC變換器(Dual Active Bridge DC-DC Converter, DAB)在分布式發電的微電網系統、航空航天領域、儲能系統[2]以及電動汽車行業等得到廣泛的應用。因此以DAB變換器為基礎單元的直流變壓器得到了廣泛的認可。

由于直流微電網中直流負載擾動、交流負荷投切過程都會加劇直流母線電壓的波動,進而影響直流微電網系統的穩定運行,同時會影響直流負載與DAB變換器的工作效率。因此,抑制直流電網的母線電壓的波動成為亟待解決的問題。文獻[3]通過DAB變換器的傳輸功率表達式來推導移相占空比D的表達式,與傳統的DAB變換器電壓閉環系統相比,引入了負載電流,因此提高了DAB變換器的動態調節時間和負載的動態性能。文獻[4]針對文獻[3]中沒有考慮輸入電壓脈動的情況,提出了輸入電壓前饋的方法,抑制了電壓脈動的,提高了變換器的動態性能和控制方法的可移植性。文獻[5]基于單移相的控制方法,提出了一種輸入電壓前饋閉環的控制方法,并進行實驗驗證,表明該方法能提高負載突變時DAB變換器的動態性能。文獻[6-8]對比了PID控制與模糊PI控制,在非線性過程和參數擾動下PI控制的響應緩慢且效果較差,同時模糊PI控制器在上升時間和超調量方面的暫態與穩態性能均優于PID控制。

基于上述分析,現有的模糊PI控制器存在動態響應速度緩慢、超調量大的不足之處,在此基礎上,以DAB變換器為被控對象,采用改進的模糊PI控制方法進一步提高直流電壓的穩態響應速度和動態性能,以解決直流母線電壓波動的問題,提高電壓質量。

1 直流微電網系統

直流微電網的結構大致可分為單母線結構、雙極型母線結構和多母線結構等。直流微電網系統[9]是單母線結構,該系統主要由光伏單元、儲能單元[10-11]、負荷和逆變器并網組成,光伏單元和儲能單元分別通過boost變換器和DAB變換器接入公共直流母線。其中光伏單元采用的是增量電導法[12-13],并網逆變器采用的是虛擬同步電機控制方法(Virtual Synchronous Generator , VSG)[14-15]。具體結構圖如圖1所示。

圖1 單母線直流微電網的拓撲結構

2 DAB變換器的工作原理

DAB直流變換器的拓撲結構[16]如圖2所示。其中:隔離變壓器的變比為1∶n;電源側(蓄電池)的輸入電壓和輸出電壓分別是U1、U2;電源側和負載側的電容分別是C1、C2;低壓側H橋(Low Voltage Bridge, LVB)和高壓側H橋(High Voltage Bridge, HVB)的電壓分別是uH1、uH2。

圖2 DAB變換器拓撲結構

圖3為傳統單移相控制(Single Phase Shift, SPS)穩態時的主要波形。

其中Q1-Q8為8個對應開關管的控制信號,D為兩個H橋之間的移相占空比。為了簡化分析,不妨假設0≤D≤1且U1>1/nU2,以此來分析DAB變換器的工作狀態。

1)狀態1:t0-t1時間段

電感電流iL的表達式為

(1)

2)狀態2:t1-t2時間段

電感電流iL表達式為

(2)

3)狀態3:t2-t3時間段

此時電感電流iL表達式如下

(3)

圖3 SPS控制DAB變換器的波形圖

3 基于模糊PI的單移相控制

3.1 改進模糊PI的單移相控制原理

模糊PI控制結構主要由直流母線電壓采樣環節、模糊邏輯控制器和PI環節組成,其閉環系統結構如圖4所示。

在模糊PI控制的基礎上,改進模糊PI控制的原理為在誤差與模糊控制器的輸入之間添加預處理的環節,控制原理圖如圖5所示。

圖5中,設置這個“軟”自動切換開關,通過直流母線電壓誤差與設定的閾值δ進行比較。當e>δ時,說明此時的誤差值偏大,切換到開關1上,即經過微分環節后,超調量顯著減小,再進入模糊控制器中,提高系統跟蹤的速度性;當e<δ時,說明此時誤差較小,切到開關2上的積分環節來減小系統的靜態誤差,提高系統跟蹤穩定性和精度。閾值δ通過仿真反復試驗整定可得。

圖4 模糊PI控制原理圖

圖5 改進后的模糊PI控制原理圖

3.2 改進模糊PI控制器參數設計

模糊PI控制器的輸入變量為DAB變換器輸出電壓偏差以及偏差的變化率,輸出變量是PI控制器的修正量ΔKp、ΔKi,因此PI控制器的參數Kp和Ki的整定公式如下:

(4)

其中Kp0、Ki0是PI控制器參數的初始值,Kp、Ki是PI控制器整定后的參數。

隸屬度函數的選擇對系統的控制性能至關重要。在模糊PI控制中的輸入和輸出變量的模糊集NB、NM、NS、ZO、PB、PM、PS的隸屬度函數均選擇分辨率比較高的trimf類型,當系統的誤差比較大的時候,顯然不合理。

因此,在改進的模糊PI控制中,隸屬度函數選取作如下調整:當系統的誤差比較小的時候,隸屬度函數選擇分辨率高的trimf類型;當系統的誤差比較大的時候,應選取分辨率比較低的smf和zmf類型的隸屬度函數。所以,改進后的模糊PI控制的輸入輸出變量的模糊集NB、NM、NS、ZO、PB、PM、PS所對應的隸屬度函數類型分別為zmf、trimf、trimf、trimf、trimf、trimf、smf。

模糊PI和改進模糊PI控制的各變量隸屬度函數對比如圖6所示。

圖6 模糊PI和改進模糊PI控制的變量隸屬函數對比

輸入與輸出量之間的邏輯關系決定了模糊規則表的制定。當變換器的輸出值低于給定值時,占空比上調,使得輸出值能快速達到給定值;當輸出值與給定值近似相等時,占空比保持不變;當輸出值高于給定值時,占空比下調。由此模糊規則采用如下規則形式

ife=NBandec=PBthen ΔKp=

ZOand ΔKi=ZO

(5)

此時說明反饋的電壓遠高于給定的電壓,誤差較大,但是由于誤差的變化率在快速減小,因此模糊控制器不需要調整PI的參數,即ΔKp和ΔKi均為0?；谝陨线壿嫹治?建立模糊PI規則控制表如表1所示?？紤]到模糊PI控制的部分隸屬度函數選取不合理,導致模糊規則表的某些規則設計得不合理,并對這些不合理的規則進行分析、修正,形成改進后的模糊PI規則表如表2所示。

表1 模糊PI控制規則表

表2 改進后的模糊PI控制規則表

由上述模糊PI控制規則表和改進模糊PI控制規則表選取兩個典型的場合分析如下:

當e和ec均為PB時,表明系統的誤差和誤差率都很大,同時e(t)·ec(t)>0,隨著時間的積累,|e(t)|越來越大,直至發散。因此開關切換到1位置,即經過微分環節,通過增大ΔKp的值,使系統的誤差快速降低,減小超調量。此時,改進的模糊控制應該輸出一個正大的ΔKp的值,而模糊PI規則表中對應的e和ec均為PB時,輸出的ΔKp的值是NB(負大),顯然是不合理的。

當e和ec均為PS時,表明系統的誤差和誤差率很小,同時e(t)·ec(t)>0,系統是收斂的,|e(t)|會越來越小,因此開關切換到2位置,通過增大ΔKi的值,使系統的穩態誤差減小。此時,改進的模糊控制應該輸出一個正大的ΔKi的值,而模糊PI規則表對應的e和ec均為PS時,輸出的ΔKi的值是PS(正小),也是不合理的。

模糊PI控制與改進的模糊PI控制輸出量ΔKi曲面圖對比如圖7所示。

(a)模糊PI控制ΔKi曲面圖

(b)改進后的模糊PI控制ΔKi曲面圖

4 仿真驗證與分析

為了驗證提出的改進模糊PI控制的正確性和有效性,以DAB直流變換器作為被控對象,在Simulink中搭建仿真模型,設置3種不同的工況進行仿真驗證。仿真模型包括分布式能源光伏、儲能蓄電池和隔離環節DAB,其中DAB高壓側接入有效值600 V的交流主電網。仿真參數設置如表3所示:

表3 仿真參數

4.1 工況1:直流負載突變

根據微電網負荷有功功率P為25 kW,母線電壓U2為600V,可知直流負載R大小為14.4 Ω。為了模擬直流負載突變對直流母線電壓的影響,在0.5 s時并聯一個14.4 Ω的直流負載模擬突變。直流母線電壓的變化如圖8所示。

其中,PI控制參數:Kp=100、Ki=5;模糊PI控制參數初始值:Kp0=1.5、Ki0=4。

從圖8中可以看出,雖然三種控制方法都能夠對電壓指令的精確跟蹤,但跟蹤的速度與抗干擾的能立有很大的差別。PI控制、模糊PI控制分別出現了6%和3%的超調量,而改進后的模糊PI控制沒有超調量。另外,三種控制方法下母線電壓到達穩態的時間也截然不同,改進模糊控制下系統在0.015 s處達到穩態,而PI控制和模糊PI控制則分別在0.05s和0.022 s開始進入穩態。在0.5 s處施加干擾后,從圖8的局部放大可看出,三種控制方案下,母線電壓均出現不同程度的波動,其中改進模糊PI控制的波動情況明顯小于另外兩種控制,抗干擾性能比較良好。相比于其余兩種控制策略,改進模糊PI控制響應速度更快、跟蹤精度高。

圖8 三種控制方式下的直流負載突變過程仿真波形

4.2 工況2:交流負載投切

為了模擬交流負載投切的過程,三相斷路器設置在0.3 s時將交流負載切除。從并網電流波形中看出,三相電流在0.3 s時發生波動,從原來的45A附近波動到81A左右,隨后又恢復到穩定狀態運行。同時,圖9(d)中頻率在0.3 s時也隨之發生波動,在0.4 s左右恢復到工頻50 Hz。通過圖9(e)和(f)可知,交流負載的投切對并網有功功率P和無功功率Q的影響很小,在網側有功功率為25 kW,無功功率為0的時候,滿足基本的并網運行條件。

圖9 交流負載投切過程仿真波形

4.3 工況3:負荷突變

為了避免運行效果的干擾,假設環境溫度T=25℃,光照強度S=1000 W/m2的條件不變,此時光伏輸出恒定的功率為90 kW左右,在0.3 s時,設置微電網負荷由原來的90 kW增大為95 kW。從圖10(b)中可以看出,0.3 s時蓄電池通過DAB變換器迅速放出由負荷突增造成的5 kW的功率缺額,因此,圖10(d)中蓄電池SOC在逐漸降低。圖10(c)中,當負荷發生突變時,直流微電網的頻率幾乎不發生波動,穩定維持在工頻50 Hz,滿足并網運行的條件。

從直流微電網發生負荷突變時,蓄電池能快速輸出功率,抑制了由于微電網負荷突變引起的頻率波動;從而有效減小了直流微電網功率波動對并網運行的影響。

圖10 微電網負荷突變仿真波形

5 結 論

基于DAB在直流微電網中的應用,分析了改進模糊PI控制相比于模糊PI控制和PI控制的優點,采取了改進模糊PI控制的策略,并進行仿真驗證。從控制參數方面改進模糊PI控制結合了模糊PI和PI控制的優勢,對Kp、Ki的參數實時修正和整定,解決了PI控制參數固定不變的問題。相比于其余兩種控制策略,改進模糊PI控制響應速度更快,跟蹤精度高,同時對外界的抗干擾能力更強。