關于降低恒流段紋波的瞬變電磁發射電路研究*

巫慶輝 顧 鑫 唐 康 侯利民

(遼寧工程技術大學電氣與控制工程學院 葫蘆島 125100)

1 引言

瞬變電磁法(Transient electromagnetic method，TEM)是利用不接地回線或接地線源向地下發射一次脈沖磁場，在一次脈沖磁場間歇期間利用線圈或接地電極觀測地下介質中引起的二次感應渦流場，通過對二次場進行測量，來確定地下未知目標[1]。目前TEM 在大功率發射、電流關斷波形線性度和電流快速關斷等方面有很多難點，探測波形也不是理想的電流方波，理想的電流方波對地下目標體有更好的激發效果[2]。實際上，探測波形多為梯形波，作為整個探測過程的激發源，發射電流的波形十分重要，不僅發射電流恒流段波形會對接受信號有所干擾，電流關斷部分也會對早期感應場信號的收集產生影響，從而產生探測盲區[3]，其中，如果恒流段的斜率不近似為，就會產生二次場從而會與發射電流下降段的感應場混合在一起，對接收信號產生較大的干擾[4-5]。所以要求恒流段盡可能線性，下降段時間盡可能短[6]，這樣整個系統的探測能力就越好。為了獲得更為理想的探測波形，文獻[7]指出固定線圈所具有的恒定電感量和電阻值，可通過增加負載兩端電壓U來減小線圈中電流的關斷時間；文獻[8-10]提出了一種直接在負載兩端并聯雙向(Transient voltage suppression,TVS)管的無源恒壓鉗位方法，雖然在一定程度上減小了關斷時間，但TVS 管的通流容量較小，不能長期承受重復性的高能量脈沖，僅適用于小功率應用；文獻[11-12]采用吸收電路，可以減緩恒流段電流的上升速度，但是該方法效率低，且波形并沒達到理想的梯形波。文獻[13]提出(Pulse width modulation, PWM)斬波與恒壓鉗位控制瞬變電磁發射系統，通過PWM 的控制使恒流段斜率近似為0，恒壓鉗位加速電流關斷，兩者結合形成新的發射系統，該方法獲得的發射波形更接近于梯形波，但發射恒流段的紋波比較大。本文基于前人的經驗，在PWM 斬波控制的基礎上，通過控制MOSFET 的關斷時間改變線路的阻值，從而降低發射恒流段紋波的峰值，使之更接近線性，并結合饋能型恒壓鉗位控制技術，加速電流的關斷，得到更為理想的發射波形。

2 發射系統總體方案設計

發射系統的整體設計框架如圖1 所示，主要由發射橋路、驅動電路、鉗位電路、PWM 控制電路和新添加的可控電阻電路組成。其中，發射橋路為傳統的H 橋，主要由四個開關管組成，四個開關管的開關順序由PWM 信號控制從而使發射電流恒流段斜率近似為0。PWM 信號也對可控電阻電路有所控制，通過改變發射線圈的阻值進而優化恒流段的紋波使紋波幅值變低更具有線性。在電流關斷過程中，鉗位電容兩端的電壓直接加在線圈兩端，從而加速電流下降，饋能電路中的饋能電感又將鉗位電容吸收的能量回饋給電源，不僅提高了電路效率，也維持了鉗位電容電壓的穩定。

圖1 發射電路結構框圖

3 發射電路的設計與控制

3.1 PWM 控制技術

本文通過STM32 單片機中的定時器產生PWM波形，在設計PWM 占空比時存在一個問題，當占空比為理想狀態下的50%時，發射波形的恒流段并不是所預期的斜率近似為0 的峰波(圖2)，而是電流持續下降的峰波(圖3)，當占空比較大時會出現如圖4 所示的電流上升的情況，所以為得到理想的恒流段斜率近似為0 的預期波形，對占空比的調制十分關鍵。

圖2 預期恒流段波形仿真圖

圖3 占空比較低時恒流段波形仿真圖

圖4 占空比過大時恒流段波形仿真圖

通過對發射電阻和發射電感兩端電壓的分析，有

根據式(1)可知，由于前期電流上升段電流的不斷增加，發射電路等效電阻兩端的電壓也在增加，因此等效電感兩端的電壓就會相對減少，從而減少ΔI，當電流達到最大值時，電感兩端的電壓也最小，設開關導通時間為t1，關斷時間為t2，顯然ΔI1<ΔI2。

3.2 恒壓鉗位控制電路

通過PWM 斬波的控制可以控制開關管的關斷時間，也可以使電流上升段更具有線性度使電流快速上升，并且可調節發射電流恒流段的平穩性，使整體波形更接近理想波形，但電流下降的速度遠沒有達到要求，通過文獻[14]提出的饋能型恒壓鉗位技術，不僅可以縮小電流的關斷時間，還減少了發射系統的發熱損耗，提高了能量的利用效率，傳統饋能型恒壓鉗位的發射原理圖如圖5 所示。

圖5 恒壓鉗位下的發射電路圖

由于高頻斬波期間產生的紋波峰值較大，本文為減少紋波峰值使發射恒流段波形更接近于線性，所以在上述發射電路的基礎上，結合第3.1 節對發射電阻和發射電感兩端電壓的分析，設計出一種可以減少發射恒流段紋波幅值的發射電路，如圖6 所示，Q1、Q2、Q3、Q4組成發射電路的主橋路是電磁發射電路的主要回路；Q5和饋能電感L3控制鉗位電容C2，保持電壓穩定；Q6、Q7控制電阻R5和R6的關斷，以便調整線路電阻的大小從而改變發射電感兩端的電壓以減小發射波形恒流段紋波的幅值，使波形更接近線性；R1、R5和R6構成發射線圈的等效電阻；L2為發射線圈的等效電感。

最終設計的主清掃器由陶瓷刮刀、安裝板以及安裝調節機構組成，陶瓷刮片刮除皮帶面黏附物料，彈性安裝座具有一定的彈性，保證在不損傷皮帶的情況下陶瓷刮片與皮帶面貼合，有效地清除皮帶黏附物料。

圖6 改進后的發射電路圖

開關導通的時間如圖7 所示，T為發射電路工作的一個周期。發射電路的工作原理如下所述。

圖7 開關管關斷時序圖

(1) 在0～T/4期間內，開關管除了Q6全部關斷，發射電路無動作，所以輸出電壓UAB為0，輸出發射電流IAB也為0。

(2) 在T/4～t1期間內，Q1、Q4、Q6導通，剩下的開關管關斷，電流經過D1、Q1、R1、R5、L2、Q4，電路工作模態如圖8 所示。此時R1和R5并聯，由于線路電阻變小，電源E可以快速給發射電感L2充電，并使發射電流達到預期值I0，此時電源直接加在AB 兩端，故UAB=E，而發射電流可以通過式(3)表示

圖8 T/4～t1 期間電路工作模態圖

式中，I0=I AB(t1)。

(3) 在t1～T/2 期間內，Q1、Q4高頻斬波，Q6、Q7也高頻斬波，在Q1、Q4開通時，Q6、Q7關斷，此時R5、R6不工作，電源E與D1、Q1、R1、L2、Q4組成回路，此時線路電阻最大，電路工作模態如圖9 所示。由第3.1 節分析可知，L2兩端電壓減少，ΔI也隨之減少，所以電流上升速度緩慢，占空比不變的情況下，電流達到的峰值要小于傳統的恒壓鉗位發射電路，從而達到減小紋波幅值的效果；在Q1、Q4關斷時，Q6、Q7開通，電源E、D1、Q2、L2、Q3和R1、R5、R6三個電阻組成續流回路，電路工作模態如圖10 所示，此時R1、R5、R6三個電阻并聯，此時線路電阻達到最小值，故ΔI增加，電流下降速度加快，由第3.1 節可知占空比要大于50%，開通時間要大于關斷時間，所以電流下降值和Q1、Q4開通時電流上升值達到平衡，從而使平頂段波形斜率近似為0，并使紋波幅值降低，達到本次控制效果，從而得到更理想的波形。

圖9 t1～T/2 期間Q1 和Q4 導通時電路工作模態圖

圖10 t1～T/2 期間Q1 和Q4 關斷時電路工作模態圖

(4) 在T/2～t2期間內，D2和Q6導通，其余開關管全部關斷，線路電阻為步驟(2)中的R，此時R1和L2通過Q2、Q3、C2、Q5構成回路，發射電流在鉗位電路的作用下達到快速下降的目的，電路工作模態如圖11 所示。在這個階段Q1～Q4全部關斷，鉗位電容兩端的電壓直接加在發射線圈AB 兩端，ΔI將遠大于關斷的瞬時值，因此電流下降迅速，線圈電流可以用式(4)表示

圖11 T/2～t2 期間電路工作模態圖

發射機開始工作時，負載線圈續流充電使鉗位電容兩端電壓不斷升高，鉗位電容兩端電壓通過電阻R2和R3的分壓得到，鉗位電容C2通過電位比較器的控制并通過Q5的關斷，釋放多余的能量，從而保持電壓穩定。當C2電壓超過預設值URef1時，電位比較器輸出高電平從而使Q5導通，C2多余的能量通過饋能電感L3回饋給電源，直到C2電壓小于URef1時，Q5關斷，此時鉗位饋能環節結束并等待C2電壓再一次超過URef1，從而進行下一次鉗位饋能，電路工作模態如圖12所示。

圖12 鉗位饋能環節電路工作模態圖

(5) 在T/3～t4期間內，屬于電流的負半周期，主要圍繞Q2和Q3的開通與關斷以及高頻斬波，與T/4～t2的Q1和Q4工作情況類似，得到的電流反向。

4 發射電路的參數設計與仿真結果

4.1 發射電路的參數設計

本次設計的發射系統采用24 V 的直流電源供電，發射電流控制在15 A 左右，發射電感L2為66 μH，PWM 占空比α設為70%，根據設計要求電流上升段線路等效電阻需要達到0.443 ?，高頻斬波期間，開關導通段線路電阻應大于電流上升段，開關關斷期間線路電阻應小于電流上升段，故本文將仿真中三個發射等效電阻的阻值設為R1=5 ?，R5=0.486 1 ?，R6=30 ?，考慮到66 μH 的電感線圈中自身就存在的電阻為0.02 ? 左右，所以實物設計中R5取0.47 ?，R1取4.3 ?，R6仍取30 ?。鉗位電容兩端的電壓可調，令式(3)為零，即可得下降時間Δt為

從式(5)可以看出，鉗位電壓EC越大，電流的關斷時間越短，考慮到設計要求和實際情況，本文的鉗位電壓EC設為100 V，鉗位電容C2=1 000 μF。通過計算理想狀態下電流的關斷時間為9.58 μs。通過式(4)對t求導，可得電流下降期間的斜率

通常用式(7)表示下降的線性程度，一般來說γ越接近1，線性度就越高，當鉗位電壓EC越高時，Δt越小，γ越接近1，線性度也越好，將本文設計的參數Δt=9.58 μs，R=0.443 ?，L=66 μH 代入得到γ=0.938，基本符合線性要求。

4.2 仿真結果

根據上述設計的參數，利用Matlab/Simulink 的仿真，其發射電流整體的仿真圖如圖13 所示，電流關斷區間放大圖如圖14 所示，可以看出本次設計的發射電路在理想的狀態下電流關斷時間為9.575 μs，和預期的關斷時間大致一樣。

圖13 發射電流輸出仿真圖

圖14 發射電流關斷區間圖

圖15 是鉗位電壓為0 V 時發射電流關斷區間圖，其關斷時間為33.613 μs，圖16 是鉗位電壓為50 V 時發射電流關斷區間圖，其關斷時間為18.571 μs。本文設計的鉗位電壓為100 V，其仿真結果的關斷時間為9.575 μs，將三者相比，很明顯鉗位電壓越高，關斷時間也就越短，所以恒壓鉗位控制電路能有效地縮短發射電流的關斷時間，從而減少關斷期間拖尾電流對采集的數據造成失真的影響，對后期的數據處理造成不利的影響[15-16]，符合設計理念并且滿足理論支持。

圖15 鉗位電壓為0 V 時發射電流關斷區間圖

圖16 鉗位電壓為50 V 時發射電流關斷區間圖

從圖13 可看出發射電流波形與理想的矩形波接近，恒流段波形斜率近似為0，但無法看出本次設計與傳統饋能型恒壓鉗位發射電路平頂段的區別，圖17、圖18 分別展示了傳統饋能型恒壓鉗位發射電路與本次改進電路發射電流恒流段的局部放大波形圖。比較兩圖發現傳統發射電路的發射電流峰值達到了15.71 A 左右，而本次改進后的發射電流峰值達到了15.45 A 左右，有效減少了恒流段發射電流紋波的峰值，使發射電流波形更接近線性，從而降低了恒流段對后續接收信號的干擾，達到了本次優化的效果。

圖17 傳統恒壓鉗位發射恒流段局部放大波形圖

圖18 本次改進后發射電路恒流段局部放大波形圖

5 試驗結果

本文主控電路的芯片采用STM32F103 單片機，控制并輸出本次設計所需要的PWM 驅動信號，其中包括發射電路主橋路的四個開關管和本文新增的兩個控制電阻線路關斷的開關管。根據設計需求、計算過程和仿真結果，制作了該發射電路。發射電流平穩工作時為15 A，鉗位電壓控制在100 V，圖19 為發射主橋路實物圖，圖20 為發射電流的波形圖，圖21 為發射電流關斷區間圖。

圖19 發射主橋路實物圖

圖20 發射電路波形圖

圖21 發射電流關斷區間圖

從圖20 的發射電流波形圖可以看出，發射波形近似為梯形波，發射恒流段的斜率近似為0，比較接近線性。圖21 中，發射電流關斷區間電流的關斷時間大約為13 μs，也與9.58 μs 的設計結果十分接近，滿足設計結果。

從試驗結果可以看出，改進后的發射電路在經過PWM 斬波控制和恒壓鉗位控制可以得到發射電流平頂段斜率近似為0 的梯形波，達到了本次改進的目的，并且通過恒壓鉗位電路的控制，電流的關斷速度也能達到設計要求。使用PWM 高頻斬波的控制方式，與文獻[17-18]提出的發射電流恒流段電流由供電電源電壓決定相比，可以省去調壓環節，使系統的效率有較大的提升，本文改進后的電路，也通過PWM 的控制使電路的阻值大小更加靈活多變，使發射平頂段更加平滑同時降低紋波峰值從而減小誤差，PWM 技術與恒壓鉗位的技術結合很好地達到了本次設計的目的。本次設計屬于小功率小電流的發射電路，這為大功率大電流的探測工作提供了一種電流快速下降的思路，從而達到更加精準的探測效果。

6 結論

(1) PWM 高頻斬波的控制可以使發射電流恒流段斜率近似為0，從而避免出現呈e 指數上升的趨勢，大大降低了發射電流對接收信號的干擾以便接收機能接收到更好的二次場信號，使探測結果更加精確。

(2) PWM 高頻斬波技術雖然使發射電流恒流段斜率近似為0，但也會帶來紋波的影響，本文基于這一點對發射電路拓撲進行了改進，即增加兩個與發射電阻并聯的MOSFET 可關斷電阻，并用PWM 技術控制其關斷，使發射電路的發射阻值更具有靈活性，最后使發射電流恒流段的紋波幅值降低，使其更具有線性，進而再一次優化發射恒流段波形。

(3) 采用饋能型恒壓鉗位控制電路，能夠有效縮短發射電流的關斷時間，并將多余的能量回饋給電源，很好地提高了電路的效率。鉗位電壓越高，發射電流的關斷時間越短，發射電流的下降沿線性度也會越高，有利于探測效果，具體的鉗位電壓值設計需要根據不同的設計需求來設定。

(4) PWM 高頻斬波控制、饋能型恒壓鉗位控制與本文的改進電路三者結合，實現了一種新型的瞬變電磁發射電路，并通過仿真與試驗驗證了該設計的合理性。

(5) 本文增加的兩個MOSFET 犧牲了電路的些許效率，但改善了發射電流的波形，得到了更好的探測效果。