基于BUCK恒流電路的LED光源調節控制技術研究

劉佩佩,馬雨欣,陳曉龍,周劍烽,錢陳豪,俞建峰

(1.江南大學機械工程學院,江蘇 無錫 214122;2.江蘇省食品先進制造裝備技術重點實驗室,江蘇 無錫 214122;3.無錫中科光電技術有限公司,江蘇 無錫 214135)

0 引言

氣溶膠激光雷達(aerosol lidar,ALD)是大氣顆粒物的測量裝置。ALD出廠前需在特定條件下對其接收系統進行校準[1],接收系統的精確校準已成為激光雷達研究領域關注的焦點?，F有的ALD接收系統的校準方法需要在特定場景下制備一定濃度的氣溶膠來模擬大氣環境,并配合光電儀器組建校準平臺[2-4]。由于制備的氣溶膠濃度不夠精準,導致ALD校準的精確度受到影響,并且難以實現結果的復現。模擬光源法能實現ALD接收系統快速且精密的校準。該方法利用可控光源發出規定照度的光波,照射至ALD接收系統,通過數字信號處理算法將接收系統采集到的光波信號的照度值和模擬光源預設發出的照度值進行對比分析[5-6],可以得到通道的線性度、不同通道之間的串擾等測試項目的值,以此實現校準工作。在光源調制過程中,由于光源的照度與驅動電流之間存在非線性關系,電流即使略微變化,也會導致照度變化較大。因此,研究高準確度和高穩定性的LED光源電流調節控制方法是實現激光雷達精準校準的關鍵。

傳統的LED電流調節方法主要有無源調節法和有源調節法[7]。He等[8]基于無源調節法設計了多通道恒流LED驅動器,交直流變換后的電信號經過由高頻半橋逆變器和無源諧振整流器組成的無源諧振網絡后實現了恒流輸出,將輸出電流偏差控制在了±0.5%,但是無源調節法無法在線實時改變電路的目標電流值,因此這種電流調節方式不適合ALD模擬光源的調節。對于有源調節法而言,PWM占空比的大小直接對應了輸出電流的大小,可以根據需要更改目標電流,在模擬光源法中這一優點尤為重要。Lin等[9]設計了基于有源調節法的小型LED驅動電路,通過調節PWM占空比來控制多晶硅薄膜晶體管,以驅動LED恒流工作,最終電路輸出電流精準度為95.33%;代培彥[10]設計了一款PWM調光恒流控制器,當控制LED工作在電流為60 mA～2 A條件下時,電流精準度為97%;Li等[11]設計了一款單電感多輸出的LED驅動器,該驅動器通過在LED前級串聯單電感、在輸出端并聯濾波電容,可以將調光精準度控制在99.2%。以上研究雖然在一定程度上提高了光源調節的精準度,但在用于ALD校準時仍有待進一步提高。

本文提出了一種基于BUCK恒流電路的ALD校準光源調節控制技術。通過嵌入式系統輸出PWM脈沖信號,脈沖信號控制BUCK電路中的半導體場效應管(metal oxide semiconductor field effect transistor,MOSFET)輸出精確的電流信號,驅動外置光源LED工作。同時將LED的工作電流實時反饋至嵌入式系統,通過PID自整定算法對反饋得到的參量進行PWM信號的調整,來調節LED的工作電流,以此形成閉環反饋回路,保證LED工作在恒流狀態。本文設計的方法具有工作損耗小、電流調節精準度高的特點,有望廣泛應用于ALD的精準校準工作中。

1 LED光源調節控制技術研究

1.1 光源調節控制系統的總體框架設計

LED光源調節控制系統的總體設計如圖1所示,主要由上位監控層、下位控制層和硬件電路層組成。當用戶在上位監控層的PC端輸入LED的目標工作電流后,PC端將根據目標電流生成控制信號,并通過串口通信協議傳輸給下位控制層。下位控制層中的嵌入式系統接收到控制指令后輸出對應的PWM信號給硬件電路層,經過硬件電路層中MOSFET后獲得電流信號,從而驅動LED芯片工作。此外,下位控制層內還需對LED芯片的工作電流進行實時采樣,構造負反饋回路,實現閉環控制。負反饋回路通過采樣電阻將LED的實時工作電流轉換為采樣電阻兩端的電壓,經過電壓放大電路由模數轉換器(analog to digital converter,ADC)將電壓采樣回嵌入式系統, 由PID自整定算法對采樣回的參量進行負反饋調節,調整PWM信號的輸出,以保證LED芯片工作在目標電流下。根據ALD接收系統對接收光信號精準度方面的要求,LED光源控制電路的設計指標主要為電路中器件的功率損耗和電流調節精準度。

圖1 LED光源調節控制系統的總體設計框架

1.2 驅動電路的設計

用于校準ALD的LED光源驅動控制電路原理如圖2所示。圖中,RCS表示將驅動主回路的RCS處和電壓放大電路的RCS處相連接,ADC_IN1表示將放大后的電壓傳輸至嵌入式系統中。

圖2 LED光源驅動控制電路

驅動主回路采用BUCK電路拓撲結構,為實現恒流輸出,在傳統BUCK電路基礎上使用ARM(advanced risc machine)架構的32位控制器來代替鋸齒波生成電路生成PWM信號[12],該PWM信號用于控制BUCK電路中開關器件MOSFET的通斷,并利用電路中電感能夠儲能的功能使電路在整個工作期間都處于連續導通模式下[13],同時結合PID自整定算法,以便實現恒流輸出。此外,在驅動主回路中使用了電阻采樣法對LED的實際工作電流進行實時采樣,從而形成閉環控制。

由于LED的額定電流為300 mA,根據式(1)可知采樣電阻Rcs兩端電壓,即

VRcs=I×Rcs=300 mA×1 Ω=0.3 V

(1)

式中:VRcs為采樣電阻兩端電壓;I為采樣電阻的工作電流;Rcs為采樣電阻的阻值。

嵌入式系統的ADC外設滿量程電壓為3.3 V,一般情況下采樣的電壓值處于ADC檢測范圍的1/3～2/3之間比較準確。因為采樣電壓為300 mV,所以電壓放大電路將該電壓放大5.7倍后傳輸至嵌入式系統,這樣將工作區放大后可以提高嵌入式系統的辨別精度。根據以上原則,結合式(2),電壓放大電路將采樣電阻Rcs兩端電壓放大5.7倍后采樣至嵌入式系統。

(2)

式中:Vout為經過電壓放大電路后的輸出電壓;Vin為輸入電壓放大電路的采樣電阻兩端電壓;R1、R2為運算放大器兩端的輸入輸出電阻。

LED驅動主回路中MOSFET處于導通狀態和斷開狀態時電路的運行情況如圖3所示。當MOSFET處于導通狀態時,電流經過整流二極管D1、LED芯片、儲能電感器L1、MOSFET Q1、采樣電阻Rcs并流回地,此時電流不經過肖特基二極管(schottky barrier diode,SBD)D2,儲能電感器充電;當MOSFET處于斷開狀態時,電流經過整流二極管D1、LED芯片、儲能電感器L1、SBD D2,此時儲能電感器放電,并為回路供電[14]。

圖3 MOSFET處于不同狀態時電路運行情況

2 PID自整定算法研究

1984年,Astrom與Hagglund等學者提出了基于繼電器反饋控制的PID控制器參數自整定方法[15],該方法不需要先驗知識,可以自動地從被控對象的頻率響應中抽取信息,進而得到系統的臨界振蕩比例增益Ku和振蕩周期Tu。然后再將得到的Ku和Tu代入Z-N臨界比例法定義表格,從而整定PID控制器的KP、KI、KD參數。由于該方法具有穩定性和可靠性,相較于其他改進的PID算法,如模糊PID等,基于繼電器反饋控制的PID自整定法具有簡單易實現、計算方便及抗干擾性能好等優勢,尤其適用于低成本、實時性要求較高的控制系統[16],因此本文研究的系統中該方法更加適用。

繼電器反饋控制方法通過在電路中加入有繼電器特性的非線性環節得到持續穩定的振蕩,進而求得中間參數——臨界增益和臨界周期,然后通過Z-N臨界比例法計算出PID調節參數[17]。繼電器反饋控制PID自整定的原理如圖4所示,當需要PID參數整定時,開關放置在繼電環節,系統按繼電器反饋原則建立穩定的極限環振蕩,之后可以根據系統響應特征來確定PID參數;當自整定計算完成后,可以控制開關放置在PID調節器環節,系統進入正常PID控制過程。

圖4 繼電器反饋PID自整定原理

當系統處于等幅振蕩狀態時,非線性元件的輸入信號e(t)為正弦波,即e(t)=Asinωt,對輸出信號u(t)進行諧波分析,周期為Tu,可以展開為傅里葉級數[16],即

(3)

式中:A0為直流分量;An、Bn分別為基波及各次諧波分量的幅值。

在該反饋系統中,根據閉環特征方程發生等幅振蕩的條件[16]可知

(4)

式中:Ku為臨界振蕩比例增益;d和A分別為繼電過程輸入和輸出的幅度。

在系統處于等幅振蕩過程后,計算一個周期長度為被控過程數學模型的臨界振蕩周期Tu,結合式(4)計算臨界振蕩比例增益Ku,通過表1所示的Z-N法整定公式,可以得到PID參數,然后系統進入PID自動控制過程。

表1 Z-N臨界比例法整定公式

利用Keil uVision5軟件平臺,編寫了基于繼電器反饋PID參數自整定的LED工作電流控制程序。系統設計的LED實時工作電流控制流程如圖5所示,將目標值和采樣得到的值進行比較,當目標值大于采樣值時,增大LED的工作電流ILED至滿占空比輸出,此時ILED增大或減小次數i為1;第2次比較時目標值一定小于采樣值,需要減小ILED至零占空比輸出,此時i為2;以此循環,當i為6時,結束目標值和采樣值的比較。從準確性和效率2方面考慮,讓系統振蕩3次后可以得到系統確定的臨界工作點,再根據Z-N法進行PID參數自整定步驟,進而得到該系統的PID參數,進入PID自動控制過程。

圖5 LED實時工作電流控制流程

3 實驗分析與討論

在實驗中使用的設施有:示波器Tektronix TBS200B,頻率為200 MHz,采樣模式設置為平均采樣;萬用表;串口調試助手。

為測試實驗電路板的性能,使用示波器對電路板中關鍵器件的時域變化波形進行測量,示波器可以提供器件工作時的電壓電流波形變化趨勢;使用萬用表對器件兩端的電壓電流進行測量,萬用表可以提供直觀的電壓電流數值。

為評估PID自整定算法在實現LED恒流工作上的效果,采用串口助手輸出ADC采樣得到的值,提供了明確的數值,通過相關公式計算可以得到評估結果。

3.1 電路損耗分析

電路中MOSFET和SBD的功率損耗會直接影響到電路的工作狀態。因此,需要對這些器件的損耗進行分析。

MOSFET處于開關模式時的功率損耗可分為3部分:導通損耗、開關損耗和阻塞損耗[18]。通常,阻塞損耗可以忽略不計。在MOSFET導通過程中,MOSFET的導通損耗計算式[19]為

(5)

式中:Pcon,M為MOSFET的導通損耗;RDS(on)為開關導通時漏-源極電阻;ID,rms為MOSFET導通狀態時漏極電流的均方根值。

MOSFET的開關損耗計算式[20]為

(6)

式中:Psw,M為MOSFET的開關損耗;VDS為漏-源極電壓;ID為漏極電流;ton為MOSFET導通時間;toff為MOSFET截止時間;fsw為開關頻率。

當SBD處于導通狀態時,二極管呈現正向壓降,導通損耗為[19]

Pcon,D=Vf×Iave

(7)

式中:Vf為導通時SBD的正向電壓;Iave為通過SBD平均電流。

SBD的開關損耗計算式[20]為

(8)

式中:Qrr為反向恢復電荷;VDrr為反向恢復期間二極管兩端的電壓;Vfp為導通瞬間電壓的正向壓降;Ifp為導通瞬間的正向電流;tfr為正向恢復時間。

在LED額定電流操作下測量器件中的功率損耗,如表2所示。

表2 核心器件的功耗測量

結合表2的計算結果和上述的計算公式可知,BUCK電路核心器件的損耗主要取決于器件自身的導通阻值大小、正向和反向的恢復時間、正向和反向的電壓電流值大小,以及PWM的頻率。由于選擇了上述特性值較小的開關器件和PWM控制信號,所以電路工作在額定狀態時,器件的功耗較小。

3.2 系統時域響應分析

電流調節精準度的高低是能否實現LED精準調控的關鍵因素之一,所以LED光源調節控制系統需要實現對LED工作電流的精準調節。在LED調制過程中,照度與驅動電流之間存在一個非線性關系,這意味著即使電流略微變化,也會導致LED照度發生較大的變化。因此,為了確保LED光源的精準調節,必須保證驅動電路具有較高的電流調節精準度,否則,將會導致LED照度不穩定或出現不良的調控效果。

電流調節精準度的計算式為:

Ierr=Ia-It

(9)

(10)

(11)

式中:Ierr為LED實際工作電流與目標電流之間的誤差;Ia為測得LED的實際工作電流;It為設定的LED目標工作電流;Imae為平均絕對誤差電流;A為采樣點的個數;φ為電流調節精準度。

3.2.1 穩態性能

對于已經設定的PID控制算法,利用串口助手輸出電路中負載的電流工作情況。通過在控制系統中植入PID自整定算法、PID手動整定算法、無PID整定算法,比較了3種情況下對于LED的目標電流設置為額定電流300 mA時的穩態性能,驗證了PID自整定算法的優越性。上位機內輸入占空比為90%的PWM指令,將LED的目標工作電流穩定在300 mA,如圖6所示?？梢钥闯?無PID整定控制的LED電流雖然在0.5 s趨于穩定,但是未達到上位機發送的指令目標,這是由于無PID控制的反饋回路存在誤差累積現象,累積的誤差最終導致輸出電流無法達到目標值;PID手動整定控制的LED電流在2.5 s趨于穩定,比無PID整定控制的穩定時間滯后了2 s,但是穩定后能達到指令目標;PID自整定控制的LED電流在2 s后趨于穩定,穩定時間比PID手動整定控制快0.5 s,同樣在穩定后能達到指令目標。由于PID算法可以很好地消除累積誤差,因此只要PID參數取得足夠符合系統工作狀態,控制系統就不會出現振蕩,輸出的電流值也都能穩定在設定值。

圖6 LED工作在額定電流下3種效果曲線對比

經計算,采用PID自整定控制LED電流時,穩定后電流調節精準度可達到99.88%;采用PID手動整定控制LED電流時,穩定后電流調節精準度能達到96.00%。由此可見,無PID整定效果的LED電流雖然穩定時間較快,但是達不到指令目標值;PID自整定算法與PID手動整定算法相比,穩定時間加快了0.5 s,電流調節精準度提高了3.88個百分點。綜合分析,PID自整定算法在LED恒流控制方面最優。

此外,上位機內輸入階梯信號指令,通過改變PWM占空比來改變LED的工作電流,并使用串口助手打印出LED的工作情況。通過在控制系統中植入PID自整定算法,觀察PID自整定算法在階梯控制信號下的性能。首先,上位機輸入占空比為54%,將LED電流穩定在100 mA,然后占空比每隔5 s變化1次,依次變化為86%、90%、95%,將LED電流增大至200 mA、300 mA、400 mA,如圖7所示。

圖7 階梯控制信號下PID自整定效果曲線

經計算可知,占空比分別為54%、86%、90%、95%時,PID自整定控制對LED工作電流的調節精準度依次為99.87%、99.90%、99.88%、99.99%,均保持在99.87%及以上。由此可見,PID自整定算法對設計的電路而言具有較好的穩態性能。

3.2.2 動態性能

如圖6所示,當設定的目標電流為300 mA時,PID手動整定控制的LED電流在上升階段出現了明顯超調現象,并且在進入穩定狀態前發生多次振蕩,這是由于手動整定PID參數時,KP、KI、KD無法用試湊的方式找到系統的最優值,尤其是KP的取值會直接影響系統的上升時間和超調量;無PID整定控制的LED電流雖然上升時間最短,但穩定輸出時沒有達到目標電流。然而,在PID自整定控制下的LED電流在穩定前的上升曲線未發生超調現象,上升時間也較快,穩定后也未產生振蕩。這是由于PID自整定算法使用了帶有時間延遲的一階模型作為系統的假象傳遞函數,然后由實際的系統響應過程進行擬合,得到具體的系統傳遞函數,再通過Z-N法的經驗公式找到系統最優的PID參數。因此,PID自整定算法能有效地找到系統最優的PID參數值,使系統具有較好的動態性能。

如圖7所示,當上位機設定每隔5 s輸出不同的占空比來改變LED的目標電流時,LED電流在階梯控制信號下仍然未發生超調現象,目標電流改變的瞬間,LED兩端電信號波形沒有出現畸變、過沖和反壓現象,跟隨調節的穩定時間在1.2 s以內。這說明所設計的PID自整定算法在目標電流跟蹤性能方面控制效果較好,且具有較好的抗擾動性能。

綜上所述,本文提出的PWM控制結合PID自整定的方法來調節LED工作電流能夠達到的精準度為99.87%,并且系統具有較好的穩態和動態性能。相較于手動PID整定,以及文獻[9]、文獻[10]和文獻[11]分別提出的使用無PID整定、PWM輸出芯片、PI控制器+電容濾波的方法來調節LED電流,本文方法具有明顯優勢,如表3所示。

表3 不同控制方法下電路輸出電流的精準度

4 結束語

當ALD工作時,雷達接收系統的接收準確度是影響ALD監測大氣氣溶膠效果的重要因素之一。為了校準ALD接收系統的接收準確度,本文提出一種基于BUCK恒流電路的LED光源調節控制技術。在對比現有LED調節控制技術的基礎上,設計新的BUCK反饋控制回路,通過嵌入式系統輸出不同的PWM波形,并結合PID自整定算法來調節控制LED的工作電流。實驗表明,該電路中的核心器件MOSFET和SBD的功率損耗較小,均低于0.22 W;同時通過分析LED電流調節時的瞬態和穩態波形,驗證了該控制電路在調節過程中未發生超調現象,電流調節精準度達到了99.87%,很大程度上避免了由于電流調節精準度低而引起的ALD接收系統接收到的光信號不精準的問題。接下來,可以從如何進一步減少電路的功率損耗和提高電路的工作效率等方面來優化校準系統,進而更好地為ALD的接收系統提供高效、精確的校準服務。