基于非福斯特電路的縫隙電小天線研究

邱 添,曾慶生,王哲飛,李 宇,田梓睿

(1. 南京航空航天大學 航天學院, 江蘇 南京 20016)(2. 南京信息工程大學 電子與信息工程學院, 江蘇 南京 210044)

0 引 言

由于現代通信技術的飛速發展,人們對無線通信系統的要求越來越高。近些年來,無線電子產品集成度不斷提高,天線作為無線電子設備中不可或缺的一部分,無疑需要實現小型化的需求[1]。然而無源天線遵循Bode-Fano約束準則,體積、帶寬與效率互相構成約束關系,想在保持天線性能的同時減小天線尺寸十分困難。為了滿足當前無線電子設備的發展需求,越來越多的學者致力于研究小型化、寬頻帶的天線。

電小天線就是一種典型的小型化天線,其尺寸遠遠低于工作波長,但“小電阻,大電抗”的特點導致了它無法實現良好的阻抗匹配,帶寬極窄,很難實現工程應用。而通過非福斯特電路等效的負阻抗元件可以有效抵消電小天線的大電抗,使無源天線轉換為有源天線,從而突破Bode-Fano準則的限制,拓展天線的帶寬,改善電小天線的輻射性能。

1968年,HARRIES首次將非福斯特電路運用到天線上[2],并證明了天線加載非福斯特電路后增益明顯提高。在此基礎上,越來越多的學者加入這項研究中,其中做出巨大貢獻的是Sussman-Fort[3-5],2009年,他將非福斯特電路實現的等效負電容與偶極子電小天線并聯,實驗結果表明在20 MHz～120 MHz 頻段內,匹配后的天線增益以及信噪比等性能都有了很大改善。2016年,文獻[6]設計了一款對稱的兩級非福斯特電路,并在電路中添加了扼流電感,通過與V形貼片天線連接,最終有效地擴展了天線帶寬,并且大大降低了運算放大器輸入寄生電容和有限開環增益的負面影響。同一年,文獻[7]設計了一款電小惠更斯源天線,并將非福斯特電路加載到了諧振寄生元素中,將電小天線的帶寬提升了10倍以上,并且天線輻射效率達到了80%。

加載有源非福斯特元件的過程,也是電小天線設計自由度擴展的過程,該技術能夠針對特定的環境與布局,為寬帶電小天線的設計提供便捷有效的途徑。本文選用應用性較廣的蝶形縫隙天線作為非福斯特電路匹配的對象,使用晶體管設計非福斯特電路,并將電路焊接在天線的背面進行一體化設計,使有源天線集成度更高。最終與電路匹配后的縫隙天線在工作頻段內S11參數均小于-10 dB,相對帶寬對比匹配前提升了109%,增益提升了5.8 dB,驗證了一體化有源天線的可行性與有效性。

1 無源蝶形縫隙天線的研究與設計

1.1 蝶形縫隙電小天線的設計

電小天線是指尺寸遠遠小于其工作波長的天線。根據文獻[8]給出的電小天線定義,可設天線的最大長度是L,如果L滿足以下條件,

(1)

則稱其為電小天線。本文選用蝶形縫隙天線作為研究對象。無源縫隙天線結構如圖1所示,天線由一塊矩形介質板和單面覆蓋的銅層組成,尺寸設置為L=66 mm、W=52mm、H=14mm、R=16mm、θ=58°。天線的輻射結構為兩個對稱的蝶形縫隙,介質基板材料選擇FR4,介電常數為4.4,損耗角正切為0.02,厚度設置為0.8 mm,天線饋電方式為同軸探針饋電。根據式(1)可以算出該天線在572 MHz以下的頻段內滿足電小天線的定義,為了盡可能拓展縫隙天線的帶寬,將該天線工作頻段設置為250 MHz～850 MHz。

在HFSS電磁仿真軟件中構建天線模型,通過仿真得到它的S11參數,結果如圖2a)所示,無源天線在250MHz～850MHz的工作頻段內S11參數接近于0 dB,能量幾乎沒有輻射出去,無法滿足工程應用。仿真得到無源天線的輸入端口阻抗,如圖2b)所示,該天線在工作頻段內實部電阻整體趨于0,而虛部電抗很大,無法實現饋電端口與信號傳輸線的良好匹配。

圖2 無源縫隙天線仿真結果Fig.2 Simunation results of passive slot antenna

圖3為無源蝶形縫隙天線在550 MHz頻點處的方向圖,可以看到該天線的方向圖在E面呈現“8”字形,在H面呈現圓形,具有良好的全向性。但無源縫隙天線在550 MHz處增益較低,僅為-8.5 dB,輻射性能較差。

圖3 無源縫隙天線方向圖Fig.3 Passive slot antenna direction diagram

1.2 縫隙電小天線的等效電路

在250 MHz～850 MHz頻段內,蝶形縫隙天線表現為容抗特性,根據天線虛部電抗的值,用式(2)可以計算出天線等效電容C的值為2.8 pF,根據式(3)可以計算出天線等效電感L的值為3.7nH。因此,在250 MHz～850 MHz頻段內,天線虛部電抗可以等效為一個2.8 pF的電容與一個3.7 nH的電感的串聯。

(2)

L(nH)=[imag(Zm)/(2×π×f)]×109

(3)

式中:Zm為天線阻抗參數;imag為取復數虛部。

2 非福斯特有源電路的設計

2.1 非福斯特電路的基本理論

非福斯特電路的概念起源于福斯特電抗原理,因為其電抗特性違反了福斯特電抗原理,于是人們把此類電路叫做非福斯特電路。1924年,福斯特指出在無源無耗的單端口網絡中,電抗與電納都隨著頻率的提高呈現出單調遞增關系[9]。即在坐標系中,電抗函數與電納函數的斜率總為正數。其表達式為

(4)

(5)

而非福斯特元件的電抗與電納函數的斜率總為負數。圖4對無源匹配電路與非福斯特電路進行了清晰的對比,圖4b)是無源網絡匹配天線的結果,可以發現匹配后的函數曲線與橫坐標之間存在唯一交點,說明只有在極短暫的一個頻點范圍內,匹配后天線的電抗值為零,天線帶寬極窄[10]。圖4a)是非福斯特有源網絡匹配天線的結果,把非福斯特元件實現的理想負電容和天線本身的電容電抗串聯起來,即可發現它們匹配后的曲線與橫坐標幾近重合,表明了在一定頻率范圍內,與非福斯特電路匹配后的天線的電抗趨近于0,天線帶寬大大提升。

圖4 兩種電路與天線匹配的對比圖Fig.4 Comparison diagram of two types of circuits and antenna matching

2.2 非福斯特電路的實現方法

負電容或負電感需要通過非福斯特元件來等效實現,而負阻抗變換器(NIC)就是能實現這一等效變換過程的結構。學者們對負阻抗變換器的定義:如果輸入阻抗可以通過一個二端口網絡實現阻抗變換,且在另一端口可以輸出負阻抗時,則稱這個二端口網絡為負阻抗變換器[11]。

圖5是一個理想負阻抗變換器的網絡框圖,在2端口連接一個負載ZL,則從1端口可以獲得的輸入阻抗為

圖5 理想負阻抗變換器Fig.5 Ideal negative impedance transformer

Zin=KZL

(6)

式中:K為通過負阻抗變換器阻抗變換的倍數,在理想非福斯特電路中,K>0。

負阻抗變換器的核心有源器件有晶體管、運算放大器等。晶體管型負阻抗變換器的特點在于需要設置偏置電路,雖然整體電路結構比較復雜,但是其非福斯特特性在高頻段也可以發揮效果,并且后續調試也比較方便。因此,本文采用晶體管作為核心器件來設計非福斯特電路,并對其進行分析,負阻抗變換器等效電路模型如圖6所示[12]。

圖6 晶體管NIC電路的等效電路模型Fig.6 Equivalent circuit model of tansistor NIC circuit

利用基爾霍夫回路電壓定律與節點電流定律對以上電路模型進行分析,可以得到以下公式。

(7)

(8)

(9)

V3=vbe2+V2

(10)

V4=vbe1+V1

(11)

因為晶體管在理想線性工作狀態下有以下特性

vbe2-vbe1≈0

(12)

將以上方程式聯立簡化可得

(13)

以上推導可以證明,基于晶體管設計的負阻抗變換器電路具有將輸入阻抗輸出為負值的能力,在負載端添加電阻、電抗或電感時,在輸出端都可以輸出轉換系數為負的負阻抗器件。

2.3 非福斯特匹配電路的仿真設計

前文通過計算得出了天線的等效電路模型,但在非福斯特電路設計過程中為了更準確地匹配天線的阻抗特性,可以在HFSS中提取出天線的S參數模型,以S1P文件的形式導入ADS中進行仿真,這樣得出的結果更加精準。

圖7為非福斯特電路設計,該電路基于晶體管負阻抗變換器,由兩個晶體管、射頻扼流圈以及直流模塊組成。有源器件選用RENESAS公司生產的NE68119型號晶體管,通過查看晶體管的數據手冊,可以得到該晶體管偏置電壓為VCB=3 V,IC=7 mA,截止頻率達到了1 GHz,完全符合蝶形縫隙天線的匹配電路設計。

圖7 非福斯特電路結構圖Fig.7 Non-Foster circuit structure diagram

負阻抗變換器的響應主要由兩個晶體管的偏置電壓VC與VB、偏置電阻R1和R3的比值以及負載阻抗ZL控制。電路在晶體管負阻抗變換器電路基礎上加以拓展,偏置電阻R1、R3分別設置為50 Ω和60 Ω,調諧電容設置為220pF。晶體管的偏置電壓設置為VC=1.8V,VB=1.3V,限流電阻R2和R4設置為150 Ω,防止電流過大時燒壞元器件。扼流電感的值設置為220 nH,由于電路實際應用時干擾較多,因此在旁路加載220 pF的交流耦合電容,并在輸入端并聯上26 nH的電感來進一步改善輸入阻抗,濾波電容設置為220 pF,可以有效過濾掉電源信號中的干擾,避免影響電路中的交流信號,最后在基極和集電極之間串聯220 pF的隔直電容,隔絕直流信號,完成非福斯特電路的優化。

通過仿真可以得到整體有源天線系統的S11仿真結果,如圖8所示。

2)共享經濟與需求響應服務的普及. 隨著多種共享出行服務的發展，對智慧交通管理系統提出更高的要求，因此在管理系統的規劃建設過程中，應該考慮將不同的共享出行系統納入到管理范圍.

圖8 加載電路后天線的S11仿真結果Fig.8 Simulation results of antenna S11 after loading the circuit

可以看到,在250 MHz～850 MHz的工作頻段內,加載電路后的有源天線S11參數都小于-10 dB,相對帶寬達到了109%,并在600 MHz處發生諧振,此時S11可以達到-24 dB,說明此時天線匹配良好。

再次通過仿真得到有源天線的總輸入阻抗,如圖9所示,可以明顯看到加載了非福斯特電路后天線的實部電阻在250 MHz～850 MHz全頻段都保持在50 Ω左右,輸入電抗相比匹配前也減小了很多,不再呈現出大電抗的特性。

圖9 加載電路后天線的端口阻抗Fig.9 Port impedance of antenna after loading circuit

將蝶形縫隙天線加載非福斯特電路前后的S11仿真結果進行對比,如圖10所示,通過加載非福斯特電路,極大地降低了天線的回波損耗,拓展了天線的帶寬。有源天線的絕對帶寬為600 MHz,相對帶寬為109%,天線的性能得到極大改善。

圖10 加載非福斯特電路前后天線S11參數對比Fig.10 Comparison of antenna S11 parameters before and after loadingnon Foster circuits

3 有源蝶形縫隙天線一體化設計

傳統有源天線通常會將非福斯特電路與天線分別設計,加工并進行連接,此時有源天線還是由兩部分組成,使用起來很不方便,小型化也不夠徹底[13]?？紤]到縫隙天線背部是裸露的介質板材料,可以將非福斯特電路通過焊接的方式鑲嵌在縫隙天線的背部進行一體化設計,電路接地的部分可以用金屬過孔接到正面縫隙天線的銅層上達到接地目的。這樣可以直接在天線介質板上進行電路設計,天線小型化更加徹底,高度集成化的設計在后續使用時也更加方便。

想要實現電路與天線一體化,毫無疑問天線饋電端口需要與電路連接,此時就需要使用新的饋電方式與饋電位置,為電路設計留出空間[14]。下面將會從饋電方式與饋電位置兩方面來對一體化有源天線的饋電網絡進行分析優化。

首先從饋電位置進行分析,分別在介質板背面與矩形縫隙平行的位置以及與矩形縫隙垂直的位置分別加上一根0.8 mm的微帶線,并在原饋電端口處打上金屬過孔以達到電流傳輸的目的。其饋電結構分別如圖11a)與圖11b)所示。

輸出饋電位置改變后的兩種饋電結構在550 MHz頻點處的方向圖,仿真結果如圖12所示。

圖12 不同饋電位置的天線方向圖Fig.12 Antenna directional patterns at different feeding positions

通過對比可知,微帶線的添加的確會影響天線本身的輻射效果,當饋電線與矩形縫隙平行時,天線在550 MHz頻點的增益為-23 dB,而當饋電線與矩形縫隙垂直時,天線在550 MHz頻點的增益為-3.5 dB,因此饋電線使用側邊饋電。

接著分析不同饋電方式對天線性能的影響,上文都是用金屬過孔來進行電流傳輸,改變饋電方式為耦合饋電對比方向圖仿真結果,如圖13所示。通過對比,該天線使用金屬過孔饋電時的增益比使用耦合饋電時高4 dB。

圖13 不同饋電方式的天線方向圖Fig.13 Antenna directional patterns with different feeding methods

由以上可知,饋電位置與方式均可對天線性能產生顯著的影響,基于上述分析本文中設計最終采用了金屬過孔側邊饋電結構,此時天線增益為-3.5 dB。

4 有源縫隙天線的加工與測試

加工后的天線實物如圖14所示,所有電阻、電感、電容均使用0603標準封裝,與ADS設計時使用的封裝庫元件保持一致,盡量減小誤差[15]。因為電路設計使用金屬過孔導致了共地,因此直流電壓源的接地線只需要接一處共用即可[16]。焊接好電路元器件的非福斯特電路如圖14b)所示。

圖14 天線實物圖Fig.14 Actual antenna lmage

將有源蝶形縫隙天線與矢量網絡分析儀相連接,并將導線連接到直流電壓源。將直流電壓的值從0慢慢提升,防止將晶體管燒毀[17],測試過程中,隨著電壓的提升,有源天線的S11參數也會改變[18],當VC=0.6 V,VB=0.6 V時,S11曲線開始出現變化,說明電路開始工作,繼續增加電壓,并記錄結果。圖15展示了電壓增加過程中S11的變化情況,當VC大于1.8V,VB大于1.3 V時曲線開始惡化,因此不再記錄。

圖15 S11測試結果隨電壓變化曲線圖Fig.15 Curve of S11 test results with voltage variation

通過對比各電壓下的S11曲線,可以看出,VC=1.8 V,VB=1.3 V時,測試結果最好。取此時的S11參數與仿真結果對比,如圖16所示。

圖16 有源天線S11仿真結果與實測結果對比Fig.16 Comparison between simulation results and meaured results of active antenna S11

如該結果所示,本文中所設計天線的仿真與實測結果基本吻合,實驗和加工中引入的誤差可能導致了其加工與測試結果的輕微不一致[19],但本設計的有效性仍可被很好地驗證。

圖17為測試有源蝶形縫隙天線過程中使用的微波暗室,將有源蝶形天線安裝在轉臺上,作接收天線,標準vivaldi天線探頭作發射天線,分別測得天線在250 MHz、550 MHz以及850 MHz頻點處的方向圖,測試結果如圖18所示。

圖17 有源縫隙天線測試環境Fig.17 Active slot antenna testing enviroment

圖18 有源縫隙天線方向圖實測結果Fig.18 Actual measurement results of active slot antenna pattern

根據實測結果可知,加載非福斯特電路后,有源縫隙天線在550 MHz頻點處的增益可以達到2.3 dB,與匹配前的天線的增益相比提升了5.8dB,并且在250 MHz～850 MHz的工作頻段內,有源縫隙天線增益均大于2 dB,證明了非福斯特電路與天線匹配后能夠有效提升天線的輻射性能。

表1為本文設計的有源天線與參考文獻中有源天線的參數設計和性能提升的對比. 通過比較可知:本文展示的有源縫隙天線不僅具有較小的尺寸與較寬的工作帶寬,還實現了一體化設計。

表1 本文有源天線與參考文獻中天線對比Tab.1 Comparison between active antennas in this article and antennas in reference literature

5 結束語

本文提出了一款在250 MHz～850 MHz頻段工作的一體化有源天線,使用晶體管設計非福斯特電路,解決了天線小型化后端口阻抗匹配效果差,帶寬窄的問題。設計使用蝶形縫隙天線,將非福斯特電路通過焊接的方式鑲嵌在縫隙天線的背部進行一體化設計,使有源天線集成度更高。并通過仿真分析了有源天線一體化后的饋電網絡,比較了不同饋電位置與不同饋電方式對天線性能的影響。對提出的天線進行了實物制作與測試,結果表明:在250 MHz～850 MHz的工作頻段內天線S11參數均小于-10 dB,在諧振頻率處達到-24 dB,相對帶寬對比匹配前提升了109%,增益提升5.8 dB。