基于LMT 信號的微電網交流器輸出阻抗校正方法

關朝杰，谷明哲，王逸超，郭新志

（1.國網河南省電力公司，河南鄭州 450000；2.國網洛陽供電公司，河南洛陽 471000；3.國網平頂山供電公司，河南平頂山 467000；4.國網河南省電力公司經濟技術研究院，河南鄭州 450000）

由微電網交流器和弱供電組成的信號級聯體系在寬頻譜范圍諧波失真振蕩，易導致系統損壞，所以提高微電網交流器輸出的額定電流質量和抗阻校正方法有重要意義。對此，一些學者進行了有關研究。文獻[1]提出基于部分頻率前饋補償的并網變流器輸入輸出電壓修正方法，并提出前饋彌補輸入輸出電路參數的設計方法，重塑并網變流器輸入輸出電壓的無源特性，改善并網變流器對輸配電阻抗較寬區域改變的適應性，達到弱供電下并網控制系統寬頻區域諧波諧振的有效控制，但此方法在設計回路參數時計算量巨大。文獻[2]提出一種離網型逆變器的輸入輸出阻抗重塑技術，采用離網型逆變器的阻抗建模技術，分析輸出電流畸變和負載跌落的問題，利用模型降階，獲得靜止坐標系下的比例降階的諧振控制器，由于這種控制器無需進行坐標轉換，因此設計工作量較低，能夠對各次諧波傳動電流加以調節控制，但該方法在控制過程的穩定性較差，時常發生崩潰。

為了解決阻抗校正方法存在的弊端，文中提出一種基于LMT 信號的微電網交流器輸出抗阻校正方法。

1 微電網交流器輸出阻抗分析

構建微電網交流器的阻抗分析模型，通過模型分析微電網交流器輸出阻抗，主要分析低功率監控、下垂監控自動轉換與恒壓監控轉換數據，其中，U為直流母系統接通電流，D、C分別為下垂監測和恒功率控制系統中的微源監控額定電流[3-4]。利用模塊實現直流微源下垂控制技術，在負載與輸出的雙閉環控制模式上添加電流反饋環節，對負荷能力進行自由調整，獲得下垂控制器的信號模型，分析下垂控制變閉環輸出阻抗，如下所示：

式中，Z為直流母上電流小干擾分數；u為傾斜監控自動轉換器輸出額定電流的小干擾分數；i為直流微源阻下垂監控自動轉換器開口線圈上的電磁阻下垂系數；s為大電流控制器的參數；R為電流到輸入量的真空比直流環閉環傳遞函數；G為輸入電流到輸出額定電流的傳遞函數[5-6]。在大電流轉矩控制時，必須分別考慮派克變換和軸循環輸出阻抗，作用于恒輸出功率模型下的微源時，為確保輸出電流密度的穩定性，直流母接通時電流的穩定性須由非恒功率模式下的微源保證，其循環輸出阻抗必須如式（2）所示：

式中，C為循環輸出阻抗；Ai為輸出功率調節自動轉換器開環出口電阻；t為流量控制器的變量；y、n分別為流量、壓力的輸入量占空的轉換變量；c為電流到輸出流量的轉換變量[7-8]。負載變換通常使用電流調節模塊，用于保證負荷端電流平衡，轉換器的輸入工作電流表示為：

式中，h為電流、壓力和控制量所占空間的傳遞函數，以此完成微電網交流器輸出阻抗分析。

2 微電網交流器輸出阻抗校正

在輸出阻抗分析完成后，導出最終結果生成新阻抗數據格式，根據LMT 信號原理，重新定義數據格式，后綴名為mzd、lzd 和czd 三種，分別對應MT、LMT和CMT 三種數據，其中CMT 是將LMT 信號拼接以后得到的新數據。在實際處理過程中，LMT 數據拼接模塊僅能從阻抗張量層面反映資料特性，地質信息不能清晰表示，因此文中開發了配套模塊，可以顯示視電阻率和視相位曲線，支持導入LMT 格式的數據。根據LMT 原理，視電阻率是微電網交流器的真實反應，計算視電阻率曲線，按LMT 格式導出阻抗張量信息，同時支持導出MTSoftD2 格式的數據，可將數據直接用于反演[9-10]。

相比于普通的微電網壓力單元比例前饋，減小前饋通道增益可滿足并網交流器的輸入輸出阻抗模數變化，以及對低電網阻力系數的適應性；減少局域網電壓前饋低頻成分的滯后則有利于改善輸出阻抗相角?；诖?，文中優化了微電網電壓前饋補償過程，微電網電壓前饋補償優化如圖1 所示。

圖1 微電網電壓前饋補償優化

建立基于微電網交流器的輸出阻抗校正方法，通過一階慣性環節獲取微電網壓力低頻成分，適當減少對低頻成分的檢測延時，利用二階高通濾波器獲取微電網壓力中的高頻成分，適當增大對高頻能量前饋通道的檢測延時，如式（4）所示：

式中，k為增益；w為低通、高通濾波器的轉折角頻數；T為較低頻率和中高頻分量前饋通道的數字控制延時拍數。

電網中電壓低頻的分量前饋通道，用于抵消對低次諧波系統的影響作用，包括增益k、轉折角頻數w等的設置[11-12]。在微電網交流器中，交流電測量數據的采集和調制以及信號的裝載，通常出現在三角載波的波谷時刻。將交流電測數據取樣后進行閉環計算得到離散調制波需要相應的推遲時間，其采樣延遲拍數值通常是0.5 的整數倍，與離散調制波等效的零階保持器0.5 拍延時一起形成數字控制的延時，所以，前饋通路延時中最小取1，降低低頻分量，前饋通路延時可以增加輸出阻抗的值[13-14]。

對w來說，由于微電網交流器中主要包括數值為正整數的諧波，因此頻次越高，諧波的傳動電壓含量較少。如果對19 次以內的低頻分量諧波進行前饋，其旋轉角頻度的w值將超過2。為了減少微電網高電壓低電壓前饋通道之間的相互干擾，選擇較小的w，文中取為2，并網變流器必須滿足SCR 小于10 個的較弱供電條件。由微電網系統電流穩定性判據得知，輸出阻抗與電網阻抗的幅頻曲線交截頻段中的相角必須等于-90°，若取45°相角，則k的選擇需符合式（5）：

式中，M表示微電網交流器阻抗數值；g表示相角；B表示電流穩定性；f表示阻力系數[15]。校正微電網交流器輸出抗阻，具體過程如圖2 所示。

圖2 微電網交流器輸出抗阻校正流程

導入微電網交流器輸出阻抗數據，在LMT 信號顯示器中，判斷當前顯示的曲線是否為LMT 曲線，如果是LMT 曲線，則顯示器中顯示出文件的頻點個數，在四組阻抗張量分量之間切換；若不是LMT 曲線，則直接在阻抗張量分量間切換。然后判斷其是否能生成對應文件，若能生成對應文件，則點擊導出按鍵，將多種文件格式的阻抗張量以及拼接完成的阻抗張量導出，實現單獨MT 數據的導入；導出MT 數據，對LMT 數據完成同樣的操作。導入MT 和LMT 數據后，設置數據拼接頻點，導出寬頻電磁阻抗數據。若不能生成對應文件，則直接判斷其是否滿足反演要求。導出的寬頻電磁阻抗數據可判斷是否滿足反演要求，送入數據反演軟件做反演解釋工作，輸出最終擬合結果，完成對輸出阻抗的校正[16]。

3 實驗研究

為了驗證文中提出的基于LMT 信號的微電網交流器輸出阻抗校正方法的實際應用效果，選用的頻譜分析儀為Venable 3120，內部的變流器為并網變流器，能夠在10 Hz～15 kHz 的范圍內波動。實驗環境如圖3 所示。

圖3 實驗環境

設定對比實驗，選用文獻[1]方法和文獻[2]方法進行實驗對比。對比感性狀態下三種方法對電壓的波形校正情況，得到的波形圖如圖4 所示。

圖4 感性狀態校正情況對比

根據圖4 可知，文獻[1]方法校正后的波形與校正前區別較小，效果不明顯；文獻[2]方法校正的電壓波形較為穩定，但與原波形數值差距較大，結果不準確；文中方法校正后的電流波形較為穩定，且校正數值接近于原波形的數值。

分析容性狀態下，文中方法對電壓和電流比值的阻抗校正情況，結果如圖5 所示。

圖5 容性狀態校正情況

根據圖5 可知，在引入文中提出的基于LMT 信號的微電網交流器輸出阻抗校正方法后，電壓和電流的波形均較為穩定，校正前的峰值電壓為375 V，峰值電流為400 A，校正后的波形數值與校正前的電壓和電流數值較為接近。諧波交互作用得到了很好的抑制，電網的交流器穩定性被很好地改善，由此證明，基于LMT 信號的微電網交流器輸出阻抗校正方法具有很好的校正效果。

4 結論

文中利用LMT 信號，提出了一種微電網交流器輸出阻抗校正方法。分析微電網交流器輸出阻抗，建立阻抗數據格式，通過LMT 信號原理，反演輸出阻抗，以此完成輸出阻抗校正。經實驗對比表明，文中提出的方法校正的波形較為穩定且數值更準確，在精確度與計算量方面具有良好性能，適合實際采用。但文中方法相對于其他方法的費用方面仍有不足，校正費用較大，后續研究將圍繞此方面進行。