基于共模電流頻譜能量的共模干擾抑制研究

章勇高,高彥麗,龍立中

(華東交通大學電氣與電子工程學院,江西南昌 330013)

0 前言

隨著電力電子裝置中高速開關器件的大量使用帶來嚴重的電磁干擾問題[1-3]。在單相全橋逆變器中若采用雙極性調制技術,由于兩橋臂中點產生的共模電壓大小相等方向相反,它們產生的共模電流相互抵消,此時逆變器產生的總共模電流為零,能夠完全消除逆變器的共模電磁干擾[4]。然而,對于如單相半橋、三相、單極倍頻調制的單相全橋逆變器等不存在兩個互補對稱共模噪聲源的場合,則可以采取外加專門的補償電路,使補償電路產生大小相等、方向相反的補償電流,以實現并聯有源 EMI抑制。

圖1所示為單相半橋逆變器的有源并聯共模電磁干擾抑制的原理結構圖。在圖1中,Cg為橋臂中點的對地雜散電容;CO為補償橋臂外加輸出電容;C為穿芯電容;Tcm為共模變壓器;R為共模電流檢測電阻。橋臂共模電流通路為VA-Cg-C-Tcm,補償電流通路為VO-COC-Tcm。Tcm和R將共模電流轉化為電壓VCM,通過VCM評估共模電流大小,從而調整補償電路的控制。

并聯EMI抑制原理是:通過調整補償電路的PWM,使得VO與VA大小相等方向相反,在保證CO=Cg的前提下,總的共模電流將對消為 0。補償過程如下:根據逆變器橋臂PWM信號VG1和VG2可以得到橋臂中點電壓VA,為實現完全對消,相應的可知補償輸出電壓 VO,從而決定了補償電路的PWM信號。

圖1 半橋逆變器的有源并聯共模電磁干擾抑制

然而,由于 PWM信號傳輸時間與電路有關,不能保證完全一致,存在時間差,且功率器體的動態特性或多或少存在個體差異,導致實際上的 VA和 VO跳變與理想有一定的差距,當然可以離線調整[4],但現實不可行。因此,有必要研究總共模電流與傳輸時間差之間的關系。本文通過分析不同評估指標,從表征特點與計算方面說明共模電流能量為一種最佳的共模電流評估指標,該結論得到仿真和實驗驗證。

1 電磁干擾共模電流評估

電磁干擾測試中,通常通過分析共模電流的頻譜來評估共模干擾大小[5-7]。在閉環控制系統中要求反饋量最好為一單值函數,在頻譜特性中常用的兩個單值指標是頻譜最大值和頻譜平均值。

共模電流頻譜最大值是在整個頻段中出現的最大值,因此,它只能反映某一頻點上的共模電流大小,當存在多個頻譜峰值時,頻譜最大值就不能很好的反映共模電流的總體水平。共模電流頻譜均值是在整個頻段范圍內的平均值,能較好反映共模電流的總體水平,但當存在較大的諧振峰,頻譜均值不能較好地反映這些諧振峰。此外,兩者的計算都需要用快速傅里葉變換,其計算量較大。在電磁兼容設計中需要在每個頻段點都能夠滿足要求,不僅代表了總體水平,而且也照顧特殊異常頻點,故頻譜最大值和頻譜均值都不是一個理想的共模電流評估指標。

在頻譜特性分析中,頻譜能量也是一個重要的指標,首先分析一個開關周期時間內的共模電流能量。其數值定義為:一個有限能量信號的能量等于其快速傅里葉變換頻譜中各次頻率成分的幅值平方和。從定義可以看出:幅值較大的頻點在頻譜能量占更大的權重比例,可以得到很好的體現,而且可以反映整個頻段的總體水平。故相對頻譜最大值和頻譜均值來講,頻譜能量更加適合作為共模電流大小的單值評估指標。

一個開關周期內的共模電流頻譜能量僅能反映該周期內兩個孤立共模電流脈沖的頻譜能量,然而開關過程是一直持續的且脈沖寬度是變化的。因此,下面從理論上說明單個周期內的頻譜能量完全可以表征整個電網周期內的能量。假設一個周期內共模電流的頻譜表達式為:

其中,An、θn為相應頻點的共模電流幅值和相位?？偣材ｋ娏黝l譜為多個波形相同但相位不同的單開關周期內共模電流頻譜的相加。假設 C為載波比,則 1個電網周期內含有 C個開關周期,其共模電流如式(2)所示。

式中,a0aC-1分別為第C個共模電流的相角?？紤]共模電流最嚴重的情況,令a0=a1=…=aC-1=0,此時各個周期共模電流相位不變,式(2)變為:

對比式(1)和式(3),總共模電流頻譜幅值為單周期頻譜幅值的C倍。因此總共模電流頻譜能量為:

式中,εcm為單周期頻譜能量;εcm∑為總頻譜能量。它們為正比關系,閉環控制系統的共模電流評估反饋只需相對大小,兩者都可以使用。因此,一個開關周期內的共模電流頻譜能量(以下簡稱頻譜能量)是一個理想的共模電流大小評估指標。

2 仿真研究

以上是理論分析共模電流評估指標,本節通過仿真研究證明頻譜能量能否方便應用于補償電路PWM信號調整的控制。橋臂中點電壓和補償電路輸出電壓以高頻 PWM信號模擬,傳輸時間差以延時模塊代替,共模電流等效流通路徑以RLC二階電路模擬,仿真原理如圖2所示。在圖2中,icm1、icm2和icm分別為逆變器共模電流、補償電流以及總共模電流。參數設置如表1所示,RLC振蕩頻率為160 kHz。

改變延時模塊時間參數就能改變 PWM信號時間差,為了更好的說明頻譜能量的優越性,同時比較了頻譜最大值、頻譜均值和頻譜能量與傳輸時間差中間的關系。本文通過改變RLC2的參數仿真3種不同工況下的工作情況。

工況1:逆變器共模電流與補償電流僅僅存在相位差,此時RLC1和RLC2的參數完全相同。連續調整延時模塊 2中的滯后時間參數,在 2個振蕩周期內往正負方向均勻變化 80步,正方向為時間差滯后,負方向代表時間差超前。計算每一時間差下頻譜能量、頻譜均值和頻譜最大值,繪制它們與時間差之間的關系曲線,仿真計算結果如圖3所示。在圖3中,橫坐標表示時間差,縱坐標分別為頻譜最大值、頻譜均值和頻譜能量,以下圖4和圖5同樣表示。

圖2 共模電流評估仿真研究模型

表1 仿真設置參數

從圖3可以看出:頻譜最大值、頻譜均值和頻譜能量關于時間差為 0對稱振蕩,振蕩周期與RLC振蕩周期一致。當時間差為RLC振蕩周期整數倍時,三者均為極小值;當時間差為RLC振蕩周期整數倍的一半時,三者均為極大值。然而,頻譜最大值和頻譜均值的極值大致不變,頻譜能量卻在整個仿真時間差內呈現對稱衰減振蕩特性,即頻譜能量極大值隨時間差增大而降低,極小值隨時間差增大而提高。

工況2:逆變器共模電流與補償電流不僅存在相位差,而且存在波形失真,表現為單純的幅值不同。即兩電流的振蕩頻率一樣,因此可以通過調整RLC2中的電阻實現,仿真中設置為 200Ω。仿真過程與工況1一致,仿真結果如圖4所示,圖4中各個指標參數的特征與圖3基本一致。

工況3:逆變器共模電流與補償電流不僅存在相位差,而且存在波形失真,表現為振蕩頻率不同?？赏ㄟ^調整RLC2中的電容電感實現,本仿真中設置為C=0.818 nF,電阻和電感參數不變,此時補償電流振蕩頻率為176 kHz,逆變器共模電流 160 kHz。仿真過程與上述一致,仿真結果如圖5所示。

從圖5可以看出:頻譜最大值和頻譜均值不再呈現對稱振蕩的特征,而頻譜能量還基本上呈現對稱振蕩特性,不過不再關于時間差為 0對稱,但并不影響其評估共模電流大小的效果。因此,從仿真結果分析可得出結論:共模電流頻譜能量與PWM信號時間差之間的對稱衰減振蕩特性與工況基本無關,可以作為理想的共模電流評估指標。

3 實驗研究

建立單相半橋逆變器的有源并聯補償物理實驗模型[7],模型的結構與圖1一致。實驗模型以DSP為控制器,補償電路為P-MOSFET構成的推挽電路,DSP采集并計算共模電流頻譜能量,根據仿真結果的對稱衰減振蕩特性,利用智能搜索算法[9]調整補償電路PWM信號,使得補償電流和逆變器共模電流完全對消。為了說明調整效果,文中比較了調整前后逆變器總共模電流的時域波形和頻域波形,如圖6和圖7所示。

從圖6所示的時域波形可以看到:調整前共模電流較大,幅值約為0.20.35 A,調整后變為約0.10.2 A,從波形對比來看,調整效果是明顯的。

由圖7的頻域波形可知:調整后的逆變器頻譜特性得到了較大的改善,在150 kHz10MHz的效果比較明顯,整體上下降了1015 dBμV。然而,本補償電路在高于10MHz的頻率范圍內沒有什么效果,其原因在于硬件電路(包括補償電路和信號處理電路)的帶寬影響,不過從實驗結果來看,逆變器共模電流在高于10MHz范圍內本身就很小。所以,從總體上來講,調整前后共模電流得到了很好的抑制,同時,說明了共模電流頻譜能量的評估指標在共模干擾抑制系統有效性。

4 結論

在有源并聯共模電磁干擾抑制中,PWM信號傳輸時間差將導致補償電路的輸出電壓與橋臂中點電壓不能完全保證嚴格的反相,使得補償電流與共模電流完全對消,從而大大影響共模電磁干擾的抑制效果,需要通過共模電流的大小來相應的調整補償電路的PWM信號。

共模電流頻譜能量、頻譜最大值和頻譜均值均為電磁兼容研究中評估指標,頻譜最大值和頻譜均值需要復雜的傅里葉計算使得其不適合用于逆變器的控制中,而頻譜能量的計算簡單而且在不同補償工況下均能較好的反映共模電流大小與 PWM信號傳輸時間差之間的關系。通過 3種不同工況下的仿真研究說明了頻譜能量與傳輸時間差之間呈現對稱衰減振蕩特性,能夠較好的應用于補償電路 PWM信號的調整控制系統中,是理想的共模電流評估指標。

建立單相半橋逆變器的有源共模電磁干擾抑制物理實驗模型,從時域波形和頻域波形都驗證了調整的補償效果,進一步說明共模電流頻譜能量在有源共模電磁干擾抑制中的有效性和實用性。

[1] Laszlo T.Electromagnetic Compatibility in Power Electronics[M].New York:IEEE Press,1995.

[2] Liu Q,Wang D,Boroyevich F.Frequency-domain EMI Noise Emission Characterization of Switching Power Modules in Converter Systems[C]//20th Annual IEEE Applied Power Electronics Con ference and Exposition,APEC2005.USA: IEEE,2005:787-792.

[3] 咸哲龍,鐘玉林,孫旭東,等.用于傳導電磁干擾分析的接地回路模型與參數[J].中國電機工程學報,2005,25(7): 156-161.

[4] 張凱,周運斌,章勇高,等.基于驅動脈沖自校準的全橋電路共模抑制技術[J].中國電機工程學報,2007,27(13): 58-63.

[5] 和軍平,陳為,姜建國.電源線EMI濾波器內部雜散電磁耦合及其作用[J].電工技術學報,2006,21(10):12-17.

[6] Un E,Hava A M.Performance Analysis and Comparison of Reduced Common Mode Voltage PWM and Standard PWM Techniques for Three-phase Voltage Source Inverters[C]//The Twenty-first Annual IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition,APEC'06.USA:IEEE,2006:303-309.

[7] 章勇高,高彥麗,張凱.抑制共模電磁干擾的并聯有源補償電路設計[J].電工電能新技術,2008,27(4):90-94.

[8] Dunham J.Fourier Series and Orthogonal Polynom ials[M].New York:Dover Publications,2004.

[9] Zhang Y G,Zhang K,Zhou Y B,et al.Common Mode EMISuppression Based on Simulated Annealing Algorithm[C]//Proceedings of the 6th WCICA 2006.China,2006:8448-8452.