信道化接收機的暫態效應處理及頻率編碼器設計技術

王坤達

(船舶重工集團公司723所,揚州 225001)

0 引 言

信道化接收機是毗鄰頻率窗測頻技術的具體實施,對同時到達信號具有潛在的分離能力,在現代高密度復雜信號環境下越來越受到電子偵察系統設計師們的親睞。但是,暫態效應影響信道化接收機的窄脈沖測量能力以及頻率測量精度,高脈沖信號密度、信號交疊情況影響信道化接收機的全概率截獲和實時處理。針對這些難點,在不影響信道化接收機其它電性能指標,且不增加設備體積、重量的前提下,要是能通過頻率編碼器解決這些問題那將是解決這些難點的首選。

1 暫態效應及其對信道化接收機性能的影響

1.1 暫態效應分析

脈沖信號的頻譜會在頻域內擴展。假設一方形脈沖信號振幅為A,寬度為T,其時域表達式為:

上式對應的傅里葉變換為:

式中:t為時間;f為頻率;ω=2πf。

在A=1的情況下,以分貝(dB)為單位畫出的功率譜見圖1。

圖1 脈沖信號的功率譜

由圖 1可以看出脈沖信號的功率譜曲線為sin(πf T)函數。在頻域上,f以1/T為周期,T越小,脈沖信號的頻率譜在頻域上的擴散范圍就越寬。在信道化接收機中信號通過濾波器組其能量會擴散到許多信道中,所有濾波器的輸出都不與輸入相類似,濾波器的輸出信號在脈沖的前沿和后沿上有較大的幅度,這種現象稱為暫態效應(或“兔耳”效應)。由于濾波器的邊界對脈沖包絡起微分作用,對應脈沖前后沿的暫態輸出特別強,一般形象地稱為兔耳信號。作為一般規律,信道化接收機中采用的濾波器帶寬越窄,帶外抑制越大,暫態效應就越明顯。暫態效應在時域的示意圖見圖2。

圖2 暫態效應在時域的示意圖

暫態效應現象的頻域解釋指出,脈沖頻譜中的旁瓣能量會通過濾波器的主要部分;而時域解釋指出,由于包絡幅度的改變而在前沿上升和后沿下降處會產生正弦載波失真。

1.2 對信道化接收機性能的影響

“兔耳”現象對信道化接收機來說是一個嚴重的問題,它意味著與遠離真實信號載頻的信道濾波器相聯的差分放大器將被不希望的尖峰脈沖所觸發,而且通常它將被單個尖峰脈沖觸發2次。一般來說信號擴散到其他信道的能量增多,將引起多路相鄰信道產生輸出,造成對信號類別的判斷錯誤和測頻誤差的增大。

解決這一難題的許多傳統做法,由于設計困難或技術要求不能兼顧,工程應用上較少采用。在實際信道化接收機應用中,采用較多的有比幅法和限制濾波器輸入信號動態法。比幅法,設備量龐大,且對窄脈沖的適應能力差;而限制濾波器輸入信號動態法雖對暫態效應有明顯的抑制效果,卻犧牲了雙音無虛假動態范圍指標。

2 新型頻率編碼器設計

筆者提了一種時域同步連續采樣和數字處理相結合的信道化接收機編碼器設計方法,對暫態效應有很好的抑制效果。經實際測試,該方法較好地解決了由于信道帶寬限制對窄脈沖信號測頻能力的影響問題和傳統限制濾波器輸入信號動態法影響接收機雙音無虛假動態范圍的問題;同時還具有測頻恢復時間短的特點,適應了復雜電磁環境下高脈沖密度、信號交疊情況的測量。

2.1 頻率編碼器設計概述

本頻率編碼器以現場可編程門陣列(FPGA)(Xilinx公司的XC5VLX50T)為硬件平臺,對濾波器所有子信道的檢波輸出信號同時進行時域連續采樣,極窄脈沖濾除,頻率編碼,脈沖前后邊沿檢測,脈內調頻信號檢測(計算出調頻帶寬和調頻斜率),“兔耳”濾除,最后數據輸出,整個流程盡可能采用并行處理、同步邏輯和流水作業的思路?？偟脑O計框圖如圖3所示。

2.2 頻率編碼器詳述

(1)極窄脈沖濾除塊是將小于接收機脈沖寬度測量范圍下限的信號濾除,其作用是消除“毛刺”信號誤觸發;消除窄脈沖或寬脈沖強信號在遠離濾波器中心的其他濾波器通道引起的“兔耳”信號。為防止后續編碼電路誤觸發和減小編碼電路的編碼誤差進行預處理。

其實現方法是采用帶同步清零的移位寄存器,若要濾除的極窄脈沖寬度為n個時鐘周期,那么移位寄存器的移位深度設置為(n+1)。從檢測到信號開始的第n+1個時鐘去檢測移位寄存器的入口是否有信號輸入,若有,移位寄存器正常移位輸出;若無,移位寄存器中所有內容清零。本設計采用的同步時鐘頻率為100 MHz,濾除的極窄脈沖寬度為50 ns,其時序圖如圖4所示。

所有濾波器子信道的檢波整形信號(P1～Pn)經極窄脈沖濾除模塊濾除掉極窄脈沖后形成信號P′1～ P′n,送頻率編碼模塊。

(2)頻率編碼模塊是整個信道化接收機頻率編碼器的核心電路,主要由頻率編碼單元產生電路、信道判別電路、頻率分組電路、多頻率判別電路這些子模塊組成。頻率編碼模塊原理框圖如圖 5所示。整個信道化接收機頻率編碼器的設計思路是同步流水作業的思路,采用的同步時鐘為100 MHz,對頻率編碼模塊而言,從當前數據輸入到下一個數據輸入的時間為10 ns,也就是說頻率編碼模塊要在小于10 ns的時間內出結果,所以頻率編碼模塊的設計采用將數據盡可能并行處理、盡量減少串行通路環節、以資源換時間的思路。

圖3 頻率編碼器設計框圖

圖4 極窄脈沖濾除模塊時序示意圖

(a)頻率編碼單元產生電路

相鄰濾波器的相鄰邊界有三分之一相互重疊構成了本設計中信道化接收機前端濾波器的子信道,即濾波器利用相互重疊區作為1路頻率編碼單元,將頻率編碼單元擴展到2n-1,測頻精度提高了1倍。頻率編碼單元產生電路將輸入的n個P′1～信號譯碼為2n-1個頻率碼單元。濾波器2n-1分頻法示意圖如圖6所示。

圖5 頻率編碼模塊示意圖

圖6 濾波器2n-1分頻法示意圖

(b)信道判別電路

判斷第幾個頻率編碼單元存在信號,并對存在信號的頻率編碼單元進行編號,不存在信號的頻率編碼單元編號值為0,編號的順序從頻率編碼單元1起始,本設計頻率編碼單元編號值最大為32(編號值大于32的不處理,此值可根據信道化接收機濾波器的子信道數量、“暫態效應”的敏感程度、最多處理多載頻信號的數量等指標決定)。信道判別電路是由2n-1個信道判別器組成,每個信道判別器對應一個頻率編碼單元,信道判別器的端口定義如下:

FCC_IN:頻率編碼單元的輸出指示信號;

COU_IN:相鄰一側信道判別器的編號值;

COU_OUT:信道判別器的編號值(不存在信號的頻率編碼單元編號值保持和COU_IN一樣);

COUR_OUT:信道判別器的編號值(不存在信號的頻率編碼單元編號值置0)。

具體連接如圖5所示。實現信道判別電路的方法很多,本方法消耗FPGA資源較多,但速度很快。

(c)頻率分組電路

根據信道判別電路輸出的編號值和與之相對應的頻率編碼單元數值將信號分到32個通道(本信道化接收機的濾波器子信道為200),信道判別電路輸出的編號值為幾,就將與之對應的頻率編碼單元數值存放到第幾通道。如果信道判別電路輸出的編號值最大為1,那么其余的31個通道數據填0,依此類推。頻率分組電路用功能相同的32個頻率分組器并行構成,其目的還是為了以資源換速度,提高其運算速度。

(d)多頻率判別電路

由于暫態效應的影響,一個單頻脈沖信號會在幾個相鄰濾波器都有響應,導致信道化接收機測頻出錯或是測頻誤差增大。多頻率判別電路就是根據一定的判斷準則,減少接收機虛警,提高測頻精度。多頻率判別電路將頻率分組電路的各相鄰通道數據進行比對,若幾個相鄰通道的數據彼此相差很小,則把這幾個通道的數據合并為一個輸出,例如,(n-1)#通道內的數據為(m-1),n#通道內的數據為m,(n+1)#通道內的數據為(m+1),則把這3個通道合并為一個通道輸出,其合并后的通道數據為m。其判別合并通道的準則,與信道化接收機中使用的濾波器特性密切相關,本文在此不展開討論。

本設計頻率編碼模塊輸出5個通道,5個輸出通道(RF1～RF5)表示本接收機最多能處理5部同時到達信號(包括脈沖交疊的情況)。當然處理多少部同時到達信號是由系統的應用環境、接收機的瞬時帶寬、測頻精度、濾波子信道的總數量等因素決定。本設計中頻率分組器的數量j為32,頻率編碼模塊的輸出通道數量k為5,j的取值和信道化接收機對測量脈沖信號時的“暫態效應”敏感程度息息相關。j的值取太大浪費系統資源,太小會導致接收機漏警。本設計 j的取值根據系統調試實際測定,并留有余量。

脈內調頻信號檢測模塊和脈沖前后邊沿檢測模塊。頻率編碼模塊5個輸出通道數據分別送往各自通道對應的脈內調頻信號檢測模塊和脈沖前后邊沿檢測模塊。脈內調頻信號檢測模塊完成信號的初始頻率FRF,最小頻率MRF,頻率帶寬DRF的估算,初始頻率FRF在脈沖保寬信號VP的前沿鎖存輸出,最小頻率MRF和頻率帶寬DRF在脈沖保寬信號VP的后沿鎖存輸出。脈沖前后邊沿檢測模塊產生脈沖保寬信號VP,并根據脈沖保寬信號VP產生脈沖前邊沿時標TR和脈沖后邊沿時標TD并鎖存輸出(TR在VP前沿鎖存輸出,TD在VP后沿鎖存輸出)。送往后續“兔耳”濾除模塊的VP信號含有了后續模塊所需的脈沖寬度信息,并用作后續模塊工作的時序參考;T R和TD信號則含有了后續模塊所需的脈沖前后邊沿到達時刻信息。

(4)“兔耳”濾除模塊是對接收機由于“兔耳”效應帶來的虛假信號進行濾除,并產生相關的標志位(連續波標志、大脈寬標志、多信號標志、頻率分集信號標志等),標志位的產生本文不再多述。對“兔耳”效應帶來的虛假信號濾除在脈沖的后沿結束后進行判斷。若判斷脈沖后沿同時結束的準則為相差n個時鐘,則鎖存脈沖前后沿時標的時刻應從檢測的脈沖后沿時向后延遲(n+1)個時鐘進行,以保證正常鎖存后結束的脈沖后沿時標。此時判斷脈沖前后邊沿時標,若存在脈沖前沿同時到達或是脈沖后沿同時結束,頻率RF相差小于預設值,脈沖寬度小于預設值,此脈沖寬度小于與之比較的脈沖前后邊沿同時到達的脈沖寬度,則認為是“兔耳”濾除。之所以考慮頻率相差要小于預設值,是因為當頻率相差較大且脈沖前沿同時到達的將其判定為頻率分集信號?！巴枚睘V除的判斷流程如圖7所示。

(5)數據輸出模塊將上級模塊送來的數據進行緩存,并按一定的準則排序輸出?！巴枚睘V除模塊送來的5部信號數據,在數據輸出模塊中都對應1路FIFO先進行緩存,然后通過同步送數時鐘對各FIFO進行依次快速輪循讀取。為避免因外部信號脈沖密度的不一致而導致脈沖信號密集的FIFO來不及被讀取而丟失數據的情況,各FIFO的讀數準則采用:當讀取某FIFO時,發現該FIFO數據深度大于3,對該FIFO進行連續讀取,直至該FIFO讀空,再對其它FIFO進行輪循讀取。這樣很好地解決了信號密集情況下(尤其是同時到達信號情況下)數據輸出丟失的問題。

圖7 “兔耳”濾除的判斷流程圖

(6)控制模塊提供各模塊的同步工作時鐘,完成時分控制、復位控制以及自檢和通信等功能。

3 結束語

筆者提出的這種時域同步連續采樣和數字處理相結合的信道化接收機編碼器設計方法,對暫態效應有很好的抑制效果。經實際測試,該方法較好地解決了由于信道帶寬限制造成對窄脈沖信號測頻能力的影響問題和傳統限制濾波器輸入信號動態法影響接收機雙音動態范圍的問題;同時還具有測頻恢復時間短的特點,能夠對復雜電磁環境下高脈沖密度信號完成全概率截獲和實時測量;并能對脈內調頻信息進行檢測,易于在各種信道化頻率編碼器之間移植。

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