周期信號鉗位的一種新方法及在PWM調制中的應用

黃國勇，呂華宇

（吉林大學 通信工程學院，長春 130012）

在實際應用電路的設計中，經常需要產生上峰值或者下峰值電平固定的信號。如在DSPWM調制電路中，就需要產生上峰值為零和下峰值為零的三角波信號，如果三角波信號的峰值定位不準確，將帶來PWM信號的失真。而實現信號鉗位的經典方法則是二極管鉗位電路，這種電路的工作原理是利用信號本身的能量經二極管給電容充電，在電容上形成累積的直流電壓，此電壓與信號電壓串聯疊加，輸出下峰值（或上峰值）固定的信號。但在實際應用中，二極管鉗位電路卻存在諸多問題，如鉗位速度慢，鉗位精確度不高，調節不方便，輸出電路阻抗高等缺點。這些不足均限制了二極管鉗位電路的應用。

1 運放和比較器實現信號鉗位

鉗位后的的周期信號可以用下式表達：

式中a為直流分量，bsin(ωt)為原信號。a為正值時，實現下峰鉗位，a為負值時實現上峰鉗位，a和b的差值即為鉗位電平。當|a|=|b|時為零點鉗位?？梢?，周期信號鉗位的實質是將所要鉗位的信號和一個直流信號相加。因此，在確知信號幅度和鉗位電平的情況下，可以用加法器配合精密參考電壓實現，如圖2所示。

圖2 (a)加法器混合電路Adder mixing circuit

圖2 (b)減法器混合電路Subtraction clamp circuit

但在應用中，信號的幅度值通常是不可預知的，因而就不能預設所需疊加的直流值。問題轉化為怎樣產生快速跟蹤信號幅值變化的直流信號。

本文中，作者應用比較器和加法器（或減法器）構成反饋環路，實現了信號幅度的跟蹤和峰值鎖定。反相加法器用于上峰值鉗位，減法器用于下峰值鉗位。如圖（3）和圖（4）所示。

圖3 加法器上峰值鉗位電路Fig.3 The peak clamp of adder mixing circuit

零時刻，Vout=Vin=0，Vin負半周來臨時，經運放倒相，輸出體現為正半波，由于Vin幅值大于Vref，比較器將輸出一正脈沖，經D1、R4給電容C充電，使Vc抬高，由于Vout=-Vin-Vc，Vout的峰值將被拉低，如果半周期內Vout峰值仍然大于Vref，則在下一周期重復上述過程直至Vout的上峰值等于Vref，此時就實現了Vout的上峰值鉗位，也即實現了輸入信號的鉗位。需要注意的是Vout中的信號成分和輸入信號是反相的，如需保持相位一致，可在信號輸入端加一節反相器。二極管D1的作用是為了防止C反向放電而形成Vc的大幅波動。

根據上述原理，即可實現信號鉗位，但由于R1、R2、R3的存在，C在充電的同時也在不斷放電，導致Vc在鉗位穩定后處于微幅的波動狀態，這會給鉗位電平帶來一定的誤差。為了充分減小誤差應在不影響加法器性能的前提下加大放電時間常數，即在C不變的情況下，盡量增大R1～R3的值。根據仿真結果，建議取放電常數大于10倍信號周期。

電路中，由于比較器給出的是脈沖電壓，且幅度通常遠高于輸入信號幅度，若R4×C的值過小，有可能形成過充，即Vc在信號第一周期就大于Vin幅度值的情況。因此，充電常數也應充分大，不過，擴大充電常數將帶來鉗位時間的延長，好在反饋回路的存在會及時減小充電脈沖寬度，使這一問題并不突出。根據仿真結果和實驗驗證，R4的取值變化只對鉗位時間有顯著影響，對鉗位結果無實質性影響。建議取R4

由減法器和比較器構成的下峰值鉗位電路的工作過程與此類似。

圖4 減法器下峰值鉗位電路Fig.4 The buttom of clamp of adder mixing circuit

2 仿真結果

對上峰鉗位電路和下峰鉗位電路仿真結果如下：

上峰鉗位取R1=R2=R3=10kΩ；R4=100Ω；

C=4.7μF；Vref=0v；加法器型號LF351D，比較型號LM311M，信號頻率為100kHz，幅度為1v。仿真結果如圖5所示。

圖5 上峰鉗位電路仿真結果Fig.5 Simulation results for the the peak clamp circuit

下峰鉗位取R1=R2=R3=R4=10kΩ；R5=100Ω；C=4.7μF；Vref=0v；加法器型號LF351D，比較器型號LM311M，信號頻率為100kHz，幅度為1v。仿真結果如圖6所示。

圖6 下峰鉗位電路仿真結果Fig.6 Simulation results for the the bottom clamp circuit

從仿真結果可以看出，本文提出的新的鉗位電路，鉗位時間約150～160μs，鉗位誤差在10mv以內，所以具有鉗位速度快，鉗位精確的特點。

3 DSPWM電路實際應用

高精度鉗位電路有廣泛的應用，如在DSPWM調制中，就需要上峰值和下峰值分別精確鉗位到零點的三角波信號。詳細原理請參照參考文獻［1］［2］。本文給出的鉗位電路，三角波信號經鉗位電路產生上峰值為零和下峰值為零的兩路信號，分別與待調制正弦信號進行比較，即可產生DSPWM信號。圖7給出了這種調制的原理。

圖7 DSPMW調制原理Fig.7 Modulation principle of DSPMW

在圖7的原理基礎上，我們設計了應用電路，運放選用LF351D，比較器選用LM311M，并取f=5kHz、Vp_p=2v的三角波信號對f=500Hz、Vp_p=3v的正弦波進行PWM調制，仿真結果如圖（8）圖9所示。仿真結果顯示，輸出的DSPWM信號波形良好，且為分路輸出，可直接輸入橋式放大電路進行功率放大。

DSPWM電路仿真結果：

圖8 正半周PWM波形Fig.8 The wave of positive half cycle of PWM

圖9 負半周PWM波形Fig.9 The wave of negative half-cycle of PWM

4 結論

本文所提出的周期信號鉗位電路，經電路仿真和實際驗證都能夠達到預期的效果。與傳統的二極管鉗位電路相比，具有鉗位速度快、精度高、帶載能力強的優點。文中給出了利用該電路形成DSPWM的實例，仿真結果顯示該電路精確、可靠。

［1］周明磊，游小杰.低開關頻率下PWM調制方法研究［J］.北京交通大學學報，2010，34（5）：53-57.

［2］金科，阮新波，劉福鑫.改進型零電壓開關PWM三電平直流變換器［J］.中國電機工程學院，2005，25（4）：32-37.

［3］康華光.電子技術基礎（模擬部分）［M］.北京：高等教育出版社，2006.

［4］方德政.電路電機技術［M］.上海：同濟大學出版社，2005.