基于UC3843PWM控制的恒流電子負載設計

鄧木生，嚴俊，廖無限

(1.湖南鐵道職業技術學院，湖南 株洲 412001;2.湖南工業大學，湖南 株洲 412001)

1 引言

恒流(CC)電子負載是一種通過吸收電源所提供的電能，以恒定的電流值來模擬或代替真實、靜態負載的設備，即為一種可調的恒流負載。電子負載解決了傳統測試中用電阻箱或滑線變阻器等需要人工調節導致控制精度低的問題，也可以模擬真實環境中的負載(用電器)。比如，一般對電源要求比較嚴格的廠家會用電子負載來檢測電源的好壞，用以測試或調節負載大小，以及短路、過流、動態等運行工況。同時，在一些儀器儀表的測試中，也用電子負載進行動態負載的測試［1－3］。

電子負載主要分為線性電子負載和開關電子負載兩大類。線性電子負載電流紋波系數較小，但功耗大、效率低(30%～40%)、體積大。而開關電子負載具有功耗低、效率高(約90%)、體積小的優勢。

目前，電流控制PWM技術通過檢測電感電流，直接反饋去控制功率開關管的占空比。本文根據電流控制技術的特點，著重介紹用PWM電流調制技術實現恒流型電子負載;基于反饋控制理論，控制N溝道大功率MOSFET的導通時間，實現對被測電流的控制，其控制精度高，電路簡單，成本低廉［4－6］。

2 恒流型電子負載結構框圖介紹

本文設計的100VA電子負載工作原理框圖如圖1所示。電子負載主要由PWM控制器、輔助電源及電壓保護電路、高頻隔離變壓器、功率MOSFET開關管、可調的電位器、(一次側)電流檢測電路、高頻濾波電路、功率電阻等組成。

圖1 電子負載的原理框圖

這種電子負載是基于專用PWM控制芯片UC3843的開關負載，主要采用反激式拓撲結構來實現可調的電流變換，可滿足電流為0～5A可調恒流的要求。

3 電流變換電路設計

電子負載的電流變換電路主要由PWM控制器UC3843及外圍器件、輔助電源及電壓保護電路、高頻隔離變壓器、功率開關管、電流檢測電路等構成。電流變換器電路圖如圖2所示。UC3843的內部結構如圖3所示，UC3843是高性能電流模式控制器，專為電流變換器而設計，具有可微調的振蕩器、能進行精確的占空比調節、溫度補償參考、高增益誤差放大器、電流取樣比較器及大電流圖騰柱式輸出，是驅動功率MOSFET管的理想器件。

圖2 電流變換電路

圖3 UC3843內部結構圖

圖2中N1線圈電感為L、采樣電阻R11、開關管Q組成了放電回路。設Q1導通，忽略其他回路的微小電流，則

式中，iL為N1線圈電流;i為電子負載放電電流。

當電感中的電流iL線性增大到使R11iL略大于電流取樣比較器的門限時。UC3843輸出端6輸出低電平，此時Q1斷開，電路中的電流iL為零，變壓器充磁。而變壓器N3二次側的二極管導通，對變壓器進行去磁，電流為i2，忽略其他回路的電流，則

式中，LN3為二次側電感量。

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然后電流i2線性下降去磁，因此在一個周期中，變壓器不會磁飽和。根據磁路平衡，一次充磁電流平均值IL與去磁電流平均值I2的關系如下:

調節R3電位器，即可調節UC3843的輸出占空比，得到穩定的輸出電壓，當R13固定時，I2的值不變，IL的值不變，可對被測電壓源進行恒流放電。

對圖2所示的電流變換電路，Vin為被測電源，該電壓分為兩路:一路經R4降壓以后為U1(UC3843)的第7腳提供直流啟動電壓，另一路經高頻變壓器的初級繞組N1為功率開關管的漏極提供工作電壓。N2是電壓反饋線圈，其感應電壓經D2整流以及C5、C6濾波后供給U1工作電壓。N2的另一個作用是監視、檢測電路在運行中是否出現故障，并將故障信息送到U1中進行處理。

C1、R2是改善誤差放大器的增益和頻率特性，C2為消噪電容，C3、R10決定該電路工作頻率，其工作頻率與R10、C3有關，取R10為 8kΩ，UC3843輸出占空比可達95%，C3為5nF，工作頻率為50kHz。

R11是檢測電阻，R7、C4構成濾波電路，他們一起構成電流檢測電路并檢測電路的工作狀況，如過流、短路等。

R1為是斜坡補償電阻，R6為柵極限流電阻;R6的取值決定了MOSFET管Q1的開關速度，一般取幾Ω到幾十Ω。

R5、C7、D1組成的緩沖電路用于限制高頻變壓器漏感造成的尖峰電壓，R5取 5.6K，C7為 0.01μF，D1超快速二極管UF4007;C8、R8、D3組成的DCR緩沖網絡，可以防止功率MOSFET管關斷過程中承受過大反壓，C8取 1nF，R8取 2.7K，D3 為超快速二極管UF4007。

在輸出低電壓、大電流的情況下采用肖基特二極管進行整流。R9、C9一起構成D4的吸收緩沖電路。C10、C11、C12是濾波電容，與L1構成高頻濾波電路，R13是功率電阻，取3Ω/150W;

4 PWM控制電路介紹

4.1 一次側的電流反饋檢測電路

一次側的電流檢測電路由檢測電阻R11、R7和C4(主要作用是濾波)構成，由于在UC3843PWM控制器內的電流比較器輸入端設置了1V的電流鉗位，當電流過大而使電流檢測電阻的分壓大于1V時，電流采樣比較器輸出高電平使PWM鎖存器置0而使輸出封鎖。若故障消失，下一個時鐘脈沖將使PWM鎖存器自動復位。所以應該以1V為PWM控制器的第3引腳基準電壓。上述參數設計的放電電流為0～5A可調，這時R11的值可由式(6)確定:

電流檢測電路同時起保護作用，當電流過大時，R11上的電壓大于1V，電流采樣比較器輸出高電平使PWM鎖存器置0而使PWM輸出封鎖。

4.2 PWM占空比調節

電壓反饋繞組電壓經D2、C5、C6整流濾波后，被電阻R1、R3分壓送入誤差放大器反相，并與誤差放大器同相端的2.5V(內部5V基準電壓源分壓后形成的)準電壓進行比較，產生誤差電壓，從而控制PWM脈沖占空比，以此來穩定電流;當電位器R3的阻值變小時，放電電流值變大，反之，阻值變大時，電流值變小。

5 實驗分析

下面對某個電壓源輸出電壓時的相關電流波形進行測試，以驗證其正確性和合理性。

5.1 PWM驅動信號及檢測電阻上的電流波形測試

當電壓源輸出電壓為直流電壓70V與140V時，PWM驅動信號及檢測電阻上的電流波形測試結果分別如圖4與圖5所示。波形測試以直流電源地為參考點，圖中同時測得UC3843輸出的PWM驅動信號(即MOSFET柵極驅動信號)和檢測電阻上的電流信號，其中CH1為PWM驅動信號的波形，CH2為檢測電阻R11上的電壓波形。

從圖4和圖5可以看出，輸入電壓為70V時，MOSFET工作的占空比為35%，輸入電壓為140V時占空比為25%。當負載一定時，MOSFET驅動信號隨著輸入電壓的升高，其占空比相應減少，即形成了電流負反饋的閉環控制。

圖4 PWM驅動信號和檢測電阻上的電壓波形

圖5 PWM驅動信號及檢測電阻上電壓波形

在上述測試波形中，CH1為PWM驅動信號的波形，其頻率約為50kHz，信號波形沒有畸變，接近理想狀態;CH2為檢測電阻上的電流波形，占空比比驅動信號的占空比大，主要是變壓器電感引起的關斷延時以及開關器件MOSFET的開通、關斷引起的開通和關斷尖峰信號造成的，并不會影響電流。開通和關斷尖峰信號是MOSFET的開關特性所致，同時也是造成MOSFET發熱的主要原因之一。

5.2 電子負載放電電流的計算

放電電流的平均值可根據以下式計算:

式中，I為電子負載放電電流;IL為變壓器一次電感平均電流;I1為 MOSFET導通時起始電流;IP為MOSFET導通時峰值電流;T為工作周期;TON為MOSFET導通時間。

將圖4的檢測電阻R11的電壓值除以檢測電阻值(R11=0.2Ω)可得到相應的起始電流值和峰值電流值，代入式(7)可得:

將圖4的實測值按以上方法計算可得:

式(8)與式(9)表明，該電子負載在電壓源電壓變化時，自動調節PWM驅動信號的占空比，保持直流平均電流不變。

6 結論

本文設計的基于UC3843PWM控制的恒流電子負載，基于反饋控制理論，當外部電壓發生變化時自動調節PWM調制信號的占空比來控制N溝道大功率MOSFET的導通時間，實現對被測電流的控制，實現恒流的電子負載特性。其控制精度高，電路簡單，成本低廉，具有廣泛的應用價值。

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