VHF寬帶E類高效率功率放大器設計

佘廣益，付松源，蕭贊亮

（中國電子科技集團公司第七研究所，廣東 廣州510310）

開關模式射頻功率放大器（D、E、F類）將功放管用作開關獲得較高的效率 。MOSFET具有1 ns甚至更短的開關時間且能承受反向漏極電流，可以很好地應用到這類模式。

D類功放通過一對輪流處于導通和截止狀態的晶體管來放大信號，然而在微波頻段晶體管的雜散電容和電感破壞了D類功放的理想開關特性，使得電壓或電流產生嚴重拖尾而重疊，導致效率下降。因此D類功放比較適合不超過30 MHz的低頻段應用。

F類功放需要復雜的負載網絡以便對齊偶次諧波提供開路或者短路阻抗，導致它一般使用在UHF或微波頻段。

E類的拓撲結構是漏極一個并聯電容，漏極與負載之間串聯一個電感。而功放管本身具有的漏極電容和引腳電感可以吸收到負載匹配網絡中去，因此可以應用到比D類高的頻率中。選擇合適的漏極并聯電容和負載阻抗可以保證當功放管剛導通時漏極電壓達到零（理想情況還具有零斜率）。由于在功放管導通時漏極電容沒有儲存能量，在開關轉換過程中沒有能量耗散，導致高的轉換效率（理想情況為100%）[1-2]。

E類功放工作在飽和和截止的開關狀態，因此會帶來固有的非線性，然而它是康氏包絡消除和恢復EER(Kahn Envelope Elimination and Restoration)技術高效線性放大系統的一個重要組成部分。Kahn技術將輸入信號進行幅度和相位分離，相位調制信號作為E類功放的驅動信號，而包絡信號作為電源調制器的幅度調制信號。

1 電路設計

使用單管的E類功放電路如圖1所示，射頻功放管是28-V MOSFET，輸入電路使用了寬帶匹配，因此只需要改變輸出調諧元件值即可工作在不同頻段。

理論上，E功放的漏極峰值電壓為3.56 VDD(VDD為漏極供電電壓)，實際為2.5 VDD～4VDD，考慮到漏極最高峰值電壓，使用28-V具有70 V擊穿電壓的MOSFET是必要的。依據不同頻率采用漏極供電電壓在15 V～18 V之間比較合適。

開關驅動信號加到變壓器T1輸入端 (50 Ω輸入阻抗)，串聯電感L3抵消MOSFET的柵極輸入電容，使加到MOSFET柵極的電壓最大。MOSFET的柵極并聯一個功率 0.25 W、10 Ω電阻 R,在工作頻率范圍內,電阻 R提供變壓器T1需要的負載阻抗。輸入電路可以寬帶工作，直到MOSFET的柵極阻抗小于10 Ω。

圖1 E類功放簡化電路圖

偏置電壓VGG通過電阻R加到柵極，調整VGG使靜態電流為10 mA，使MOSFET處于導通的邊緣以便開關驅動信號可以使MOSFET迅速地導通和截止。

開關驅動信號由前級工作在A類的功放管直接提供(圖中未畫出)，輸出功率為27 dBm。

漏極負載線的選擇在輸出功率、最高工作頻率、MOSFET飽和導通電阻損耗之間折衷考慮 ?；镜脑O計方程見參考文獻[3],當輸出功率為5 W時漏極負載阻抗為25.9 Ω(保證漏極峰值電壓小于最大擊穿電壓，漏極供電電壓定為15 V)，變壓器T2將濾波器的輸入端阻抗變換為需要的負載阻抗同時進行參數補償。

漏極總并聯電容阻抗為R/0.183 6=141 Ω。相應的總電容范圍為 37.6 pF(30 MHz)～14.1 pF(80 MHz)， 選擇MOSFET時漏極輸出電容值約為17.3 pF(在65 MHz的理論值),在低頻端通過增加漏極并聯電容使它工作在E類優化狀態，而高頻端只能工作在次優化狀態。

保證E類優化工作狀態漏極需要一個剩余串聯電抗1.15 R=29.7 Ω，在低頻端可以由輸出端電感 L1經過T2變換后獲得，在高頻端直接由L0的一部分提供。電源功率經過射頻扼流圈L提供，射頻扼流圈在最低頻率(30 MHz)的電抗應該為漏極負載阻抗25.9 Ω的 5倍左右[4]。

輸出濾波器由 L1、C2、L2和 C3組成，它完成功放50 Ω負載阻抗到需要的漏極負載阻抗變換的功能，電容C2相當于“負載”對輸出功率進行調整，電容 C3相當于“調諧元件”對效率進行調整。L1的電感值不能太小，保證對三次諧波足夠的抑制[5]。

2 仿真結果

根據圖1所示的電路圖，在ADS中搭建原理圖，插入諧波仿真控件進行輸出功率Po和效率PAE仿真,如圖2(a)，在進行頻段改變時，只需要改變起始和終止頻率。

利用ADS強大的自動優化功能,插入控件 Pt和PAE對輸出功率Po和效率PAE進行優化，如圖2(b)。

輸出功率和效率仿真結果如圖3所示,在30 MHz～80 MHz時輸出功率為4 W～6 W,效率＞80%。

3 測試性能

在 30 MHz、50 MHz、80 MHz工作時漏極電壓波形分別如圖4所示，可以看出在30 MHz、50 MHz波形接近理想E類波形，而在80 MHz的波形反應出功放工作在次優化E類狀態。

圖2 在ADS中搭建原理圖

圖3 輸出功率Po和效率PAE仿真結果

圖4 漏極電壓波形

在提供合適的負載阻抗和漏極并聯電容的理想情況下的，E類功率放大器具有100%的效率。而實際上，隨著漏極負載阻抗的減小 (即輸出功率增加)，MOSFET飽和導通電阻的損耗會增加(即效率下降)，故需要在效率和輸出功率之間折衷考慮[6]。

實際測試輸出功率和效率與頻率的關系如圖5所示。在 30 MHz～78 MHz頻段輸出功率為 3.5 W～7.1 W,效率為63.1%～83.1%，這與仿真結果比較吻合。在80 MHz輸出功率為3.23 W，效率降低到52.5%，這可以使用漏極輸出電容更小的MOSFET,如GAN管等改善高頻段的性能。

圖5 頻響特性

當E類功率放大器應用到Kahn EER技術的線性功放系統時，幅度調制線性度十分很重要。幅度調制包括MOSFET漏極電壓的調制和包絡信號對電源的調制。調幅特性 （漏極電壓VDD對射頻輸出電壓Vom的調制）基本擬合直線關系如圖6所示。

漏極電壓變化影響MOSFET漏極輸出電容的大小直接導致相位發生變化，如圖6，這種不期望的相位調制是Kahn EER技術發射機信號失真的潛在根源，但可以通過數字預失真技術進行消除[7]。

圖6 漏極電壓AM線性度

圖7 效率與漏極電壓的關系

在不同頻率下，效率與漏極電壓的關系如圖7所示。在低頻段，漏極電壓較大范圍內變化，效率能夠維持較高值；在高頻段，在漏極電壓較低時，功放負載網絡出現失諧，效率降低。

本文設計的E類開關模式功率放大器在30 MHz～80 MHz頻段可以獲得較高的效率，良好的漏極電壓調制特性適合應用到Kahn EER技術的線性功放系統中。

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[2]WOOD J.Overview of class D,class E,and class F power amplifiers based on a finite number of harmonics[J].presented at the Workshop on Transmitter Design for High Power Efficiency,IEEE Radio&Wireless Symposium,Orlando,FL,2008.

[3]胡長陽.D類和E類開關模式功率放大器[M].北京：高等教育出版社,1985.

[4]RAAB F H.class E,class C,and class F power amplifiers based upon a finite number of harmonics[J].IEEE Trans.Microwave Theory&Techn.,2001,49(8)：1462-1468.

[5]SOKAL N O,SOKAL A D.class E-a new class of high efficiency tuned single-ended switching power amplifiers[J].IEEE J.Solid-State Circuits,1975,10(3)：168-176.

[6]COLLINS G,WOOD J,BOKATIUS M,et al.A practical hybrid class E amplifier design[C].IEEE Topical Symposium on Power Amplifiers,Orlando,FL,January 2008.

[7]GREBENNIKOV A V.Switched-mode RF and microwave parallel-circuit class-E power amplifiers[J].International Journal of RF and Microwave Computer-aided Engineering,2004,14(1/2)：21-35.