漏極
- 電磁脈沖作用下NMOS管的電磁敏感性研究
穩定電壓源V1,漏極電阻R1,源極與基極相連接地。圖2 仿真電路模型3 器件結構建立本仿真對晶體管做研究分析,建立NMOS管二維模型見圖3,模型為典型NMOS管結構,為N-P-N結構,模型橫向寬度為1 μm,襯底厚度0.6 μm,結深0.2 μm,圖中基板(substract)與源極(source)接地,柵極(gate)外接電壓源,漏極(drain)注入電磁脈沖信號,建模完成后以硅(Si)為襯底,進行離子注入與擴散,對襯底進行P型摻雜,摻雜濃度為2×101
兵器裝備工程學報 2023年12期2024-01-04
- 高精度電流采樣電路設計*
入電流由采樣管的漏極流向采樣管的源極；鏡像管用來鏡像功率管的漏極電流，并以一定的比例將該電流縮小，當柵極電壓達到預設電壓值時，采樣管與鏡像管能夠線性導通，而不需要管子處于完全飽和狀態（處于線性區即可），便可以對采樣的電流進行比例鏡像。鏡像管和采樣管的漏極分別接到誤差放大器的正負兩端，2 個管子的源極接地。圖2 電流采樣電路具體結構理想情況下，MOS管處于線性區時，漏極電流為因此，若采樣管MNDRV與鏡像管MNsense的VGS與VDS相同，則其鏡像電流與采
傳感器與微系統 2023年10期2023-10-25
- C 波段高效率內匹配功率放大器設計*
管芯在28 V 漏極電壓下C 波段功率密度大約為4 W/mm。為了輸出50 W 功率，同時留有一定余量，最終決定使用16.3mm 總柵寬的管芯進行末級的設計。對于高性能放大器的設計來說，獲得準確的晶體管模型參數至關重要。其中，如圖1 所示的晶體管的13 參數小信號模型被廣泛使用。本文采用零偏冷管法和正偏冷管法[8]進行模型參數提取。其中，在進行末級設計時，通常最關注的是模型中歸一化的Cd（s源漏電容）和Ld（漏極電感）。本文中提取結果為Cds=0.405
電子技術應用 2023年9期2023-10-07
- 總劑量與單粒子協合效應對SRAM單粒子翻轉敏感性影響的仿真研究
0.05 V 的漏極電壓獲得，輸出特性曲線通過加1 V 的柵極電壓獲得。在獲得轉移和輸出特性曲線后，提取TCAD 器件的SPICE 參數并構建SPICE 模型。圖2 和圖3 分別為兩種MOS 器件的轉移特性和輸出特性曲線，從圖中可見，TCAD 數據和SPICE 數據具有較高的符合度，表明已建立的器件SPICE 模型較為準確，可用于進一步的SRAM 電路級仿真。圖3 MOS 器件的輸出特性曲線Fig.3 Output characteristic curve
航天器環境工程 2023年2期2023-05-12
- 單粒子輻射導致的VDMOS 體二極管反向I-V 曲線蠕變現象研究
,且首次觀察到在漏極電壓作用下,VDMOS 體二極管的反向I-V曲線發生蠕變。隨著環境溫度的降低,I-V曲線發生蠕變時所需的漏極電壓增大,且從蠕變狀態到穩定所需時間增加。本文將對該現象進行描述和機理解釋,并提出基于界面態、中性空穴陷阱[21-22],包括空穴激發、多能級空穴躍遷和俘獲[23-24]、能帶隧穿過程的空穴遷移模型,通過漏極應力實驗和溫度實驗說明了模型的合理性。1 蠕變現象1.1 器件結構和輻照實驗VDMOS 器件結構和工藝由作者所在團隊自主設計
電子元件與材料 2022年10期2022-12-03
- 基于石墨烯的空間輻射探測傳感器設計與試驗研究
VGS為定值時，漏極電流ID與漏源電壓VDS的關系）大幅下降，表明電子輻照對樣品的電學特性具有較大影響。為了對比不同輻照劑量對樣品的影響程度，對線性坐標（Y軸）進行對數處理后得到圖6（b）。從圖可以看出，輻照后，樣品的輸出特性下降1～2個量級，但下降程度沒有隨電子輻照注量增大而顯示出明顯趨勢。圖6 電子輻照前后樣品的輸出特性曲線Fig.6 Output characteristic curves of devices before and after el
真空與低溫 2022年5期2022-10-13
- AlGaN/GaN HEMT器件的光電特性研究
DEG消失后，在漏極上施加的正電壓足夠大，柵漏間漂移區內的電場接近或等同于臨界擊穿電場時，光生載流子將加速到足夠的能量去碰撞束縛的價電子，使其離化產生新的電子-空穴對。這些新的電子-空穴對又在高電場的作用下獲得足夠的能量對其它的價電子產生碰撞電離，從而產生更多的電子-空穴對，這樣不斷重復就導致了載流子的雪崩倍增，器件也就達到雪崩擊穿[4]。本文采用的是Selberherr碰撞電離模型來模擬上述情形。直接帶隙的AlGaN/GaN材料就以直接復合為主[5]，本
電子元器件與信息技術 2022年7期2022-09-07
- 雙肖特基勢壘型異或非可重構場效應晶體管研究
N型為例，源極和漏極分別位于結構兩側，源極為梯形結構，位于左側，漏極為矩形，位于右側；浮動源極為正八邊形結構的一半，嵌在本征半導體中。源極、漏極和浮動源極都直接與半導體接觸，形成肖特基勢壘。柵極有兩個，其一為位于中間的柵極（CG），分兩部分，隔著柵極絕緣層靠在浮動源極右半邊的前后兩側，其長度與浮動源極相同；另一個為兩側的柵極（PG），由四部分構成，分別隔著柵極絕緣層靠在源極的前后兩側（長度長于源極一倍，隔著柵極絕緣層與浮動源極左側齊平）和隔著柵極絕緣層靠在
微處理機 2022年4期2022-09-02
- 納米器件單粒子瞬態仿真研究*
于關態，此時它的漏極是SEE 的敏感節點。仿真時重離子的轟擊區域為NMOS 晶體管的漏極區域，重離子模型具有高斯分布特性，半徑為50 nm，半衰時間指數為0.2 ps。3 仿真結果與分析3.1 不同間距的影響首先研究了不同器件間距下粒子在反相器中產生的SET。圖2 是NMOS 漏極和PMOS 漏極之間的間距在0.2～4.2 μm 之間變化時，線狀能量傳遞值（LET）為75 MeV·cm2·mg-1、入射方向為垂直入射的粒子對反相器輸出電壓的影響。從圖2 中
電子與封裝 2022年7期2022-08-01
- 基于GaN HEMT F類功率放大電路設計
Hz時具有良好的漏極效率（DE）74.37%、輸出功率為40.82dBm，同時，在2.45～2.7GHz之間保持60%以上的效率，工作帶寬比傳統的F類PA寬。本文用25W的GaN器件設計了一款F類高效功率放大器?；谠撈骷Ｐ?，通過負載牽引仿真系統，得出最佳負載阻抗，設計并優化輸出匹配電路。在工作頻率為2.45GHz時，該放大器的飽和PAE為73.1%，飽和輸出功率超過44.17dBm，功率增益為14.1dB。1 電路設計理論分析■1.1 最優阻抗區域分析
電子制作 2022年12期2022-07-21
- Happy Childhood for All
電磁聯合仿真。在漏極電壓Vdd為3.3 V，漏極電流Idd為80 mA的條件下，得到低噪聲放大器的輸入輸出回波損耗，增益，噪聲系數，穩定系數仿真結果，如圖5～8所示。數據產生的本身并不能夠影響結果的處理，也就是說，大數據的“大”并不是得出結果分析的根本原因，大數據的根本而在于“真”。何以對所作出的決策有支持，就是來源于大數據的真實性，正是由于此特性，才能夠讓結果的執行具有前瞻性和可預知性。但與此同時，信息也存在不確定性，正是需要從多方面的數據點綜合起來，才
Beijing Review 2022年22期2022-06-04
- 28 nm MOSFET器件的單粒子效應
小時，器件的瞬態漏極電流峰值小于開態時工作電流峰值；LET值較大時，器件對重離子更加敏感，且該器件的源溝道結敏感程度低于漏溝道結。國內多個高校和研究所也在不同方面開展了單粒子效應研究。2019年，劉暢詠等[7]研究65 nm CMOS器件發現，調節N阱的摻雜濃度，可有效減小粒子入射PMOS后的雙極放大效應。2020年，韓燕燕等[8]針對獨立3柵FinFET器件進行單粒子仿真發現，脈沖峰值電流與重離子在溝道中的路徑體積成正比,且最敏感區域為漏極與溝道之間的空
現代應用物理 2022年1期2022-05-17
- 脈沖γ 射線誘發N 型金屬氧化物場效應晶體管縱向寄生效應開啟機制分析*
轟擊PMOS 管漏極時會引起橫向寄生雙極放大效應影響PMOS 管的工作狀態，但未討論縱向寄生效應情況，在脈沖γ射線輻射環境下，縱向寄生效應開啟也會對MOS 管的輸出狀態產生明顯影響.國內對大規模集成電路的瞬時電離輻射效應實驗結果分析認為[9，18]，MOS 管內部的寄生三極管開啟是降低電子器件損傷閾值的主要因素，但未對寄生三極管的開啟機制及其電流增益隨特征尺寸的變化進行深入研究.本文通過TCAD 構建不同工藝尺寸NMOS管器件模型，針對NMOS 管在大規模
物理學報 2022年4期2022-03-04
- 100 V 溝槽MOS 器件的動態雪崩失效分析
間段內測得的器件漏極電壓,其為正常擊穿電壓的1.3～1.5 倍[10],這是因為雪崩擊穿電壓呈正溫度系數,而器件在動態雪崩過程中會消耗大量的能量導致結溫迅速升高。本文的仿真中,元胞和終端的各電極分別接入圖1(a)中UIS 仿真電路的相應節點以實現元胞和終端的并聯,兩者的面積均按照實際版圖尺寸進行設置。圖1 UIS 仿真電路與波形Fig.1 UIS simulation circuit and waveform因為仿真中元胞和終端是并聯狀態,所以IAV應當為
電子元件與材料 2021年10期2021-11-04
- 導通類型可調的無摻雜MOS場效應晶體管
式從源極不斷流向漏極，器件因此導通。此時若令兩側柵極正偏，而使中央柵極反偏，電子依舊從源極流出在溝道兩側集中并流向漏極，器件關斷[5]。P-MOSFET與N型相似，若各處柵極均為反偏，電子空穴對主要在源極由帶帶隧穿產生，在兩側控制柵極的柵控作用下，從源極流出的空穴在溝道兩側聚焦，數量不斷積累，形成從源極到漏極的源源不斷的漏電流，使器件呈現導通狀態。反之，如果兩側控制柵極保持反偏不變，中央控制柵極改為正偏，空穴將由源極流出聚集在溝道兩側，此時處于正偏狀態的中
微處理機 2021年5期2021-11-02
- 一種具有方筒型柵和浮柵的可編程靜電場效應晶體管
柵。圍柵包裹住源漏極和硅體，控制硅體的四個側面；方筒型柵控制硅體的中心位置。源漏極對稱分布，因此具有可互換性。圖2 器件結構主視圖及關鍵參數標注沿圖1中切線B截出的側視圖如圖3所示，關鍵參數已在其中標注。其中，Wfg是浮柵的寬度；W是硅體的寬度；hfg是浮柵高度；Lfg是浮柵的長度；WSD是源漏極的寬度；L是硅體長度；h是硅體高度；tHfO2則是HfO2絕緣層的厚度。圖3 器件結構側視圖及關鍵參數標注各參數的詳細仿真數值如表1所示。表1 參數數值2.2 器
微處理機 2021年5期2021-11-02
- 自動控制技術在不同工作模式下VMOS管能耗分析研究
VMOS管的源、漏極而言，其柵極表現具有電容特性。當它處于穩定狀態時，其柵-源極間表現出極高的輸入阻抗，幾乎不從控制電路吸收電流。這一特性使得它的通、斷控制比較簡單。由于器件的柵極同源極、漏極之間表現為電容特性，加上其漏極電流與柵極電荷表現一定的“牽引”作用，為使器件的柵極電壓發生改變，需要改變貯存在柵極的電荷量，從而需由柵極的控制電路提供一定的輸入電流[3]。從此種意義上進行分析，VMOS器件實際上是一種電荷控制器件。這一特點使得該器件雖然在穩態時表現很
信息記錄材料 2021年10期2021-10-25
- 單相風機非橋式驅動續流方式研究
當VGS等于零時漏極、源極間電阻RDS無窮大[2]，所以換相瞬間漏極端電壓非常大，這就給功率開關器件造成了損壞的風險，在設計風機驅動電路時，一定要包含續流設計，通過釋放繞組電流以保護功率器件。根據不同驅動電路的特點，應選擇合適的續流方式，本文針對小型風機中單相直流電動機非橋式驅動續流問題進行研究，給出電容續流的設計方法，并通過仿真模型和實驗，說明不同參數在電路中的影響。1 單相風機驅動電路續流設計1.1 單相風機驅動設計橋式驅動是電機驅動中一種常見的方式，
微特電機 2021年8期2021-09-02
- 寄生參數對并聯SiC MOSFET電流不均衡的影響
指在開關過程中，漏極電流由于寄生參數，驅動回路等因素所導致的差異。靜態電流不均衡是指并聯SiC MOSFET在完全導通的情況下，由于導通電阻和驅動電壓等因素導致的漏極電流不均衡現象。在相同電壓等級下采用更高電流等級的碳化硅模塊將不存在電流不均衡的問題[11]，同時還能有效降低開關損耗，隨著電流等級的提高，碳化硅芯片的制造技術不成熟，產能不足等原因導致的價格偏高，備貨不充足等相關問題更嚴重，難以滿足工業生產的需要。對并聯芯片進行有效的均流措施可以有效緩解上述
聊城大學學報（自然科學版） 2021年5期2021-08-25
- 2nm時代這么快就來了？
這類產品的源極和漏極和半導體基底材料位于一個平面上，柵極位于其上，控制電流在源極和漏極之間的導通，柵極是如此的重要，以至于早期表征半導體工藝制程的數據是柵極的長度。隨著工藝進一步縮小，越來越小的柵極和擴散層的存在使得源極和漏極之間存在漏電的可能性，因此22nm工藝上英特爾啟用了鰭片式源極和漏極，將原本“扁平”的源極和漏極“站立”起來，成為鰭狀物，這使得柵極對源極和漏極之間的通道控制長度大幅度提升，從原來單一的源極和通道接觸的長度大幅度增加至除了長度外，還加
微型計算機 2021年11期2021-07-12
- 0.3～3.5 GHz混合連續類功率放大器的設計
分析混合連續類的漏極電壓公式進而推導出阻抗設計空間，然后通過使用一種新型的諧波網絡，再采用階躍阻抗低通濾波結構作為輸出匹配網絡，最后基于功率密度大、擊穿電壓高、電子飽和漂移速度高的第3代半導體GaN HEMT[6,7]設計了一款性能優越的超寬帶功放。2 混合連續類功放原理最早由英國卡迪夫大學的Cripps等人[3]提出的F,J類功放通過降低導通角來提高功放的效率。通過假定電流諧波分量在器件輸出端為短路狀態，保證了功放輸出電壓波形為正弦波[8]。在Cripp
電子與信息學報 2021年4期2021-04-25
- 基于諧波調諧技術的功率放大器研究 ①
利用，調整功放的漏極和柵極處電壓和電流波形，減小二者交疊產生的功率耗散，就能夠較為明顯的提高功放效率；并且還能保證同時提高功放增益，這就是諧波調諧功放的基本原理。其中較為常見的是F類功放[5,6]和逆F類功放[7,8]，通過調節諧波阻抗進而調整輸出波形，將電壓或者電流波形調整為近似方波狀態，減小了能量損耗從而提高了功放效率。1 諧波調諧理論諧波調諧能夠對功放指標有著整體上的提高，包括了輸出功率、增益、效率以及線性度等方面。實際上在高頻應用中，有源器件在輸出
空間電子技術 2021年1期2021-04-09
- 場效應管功率放大器前后級的設計與分析
30，T2接成共漏極電路以提高帶負載能力。1.1 靜態工作點的確定根據2SK30的輸出特性曲線（見圖2），當iD=1.2mA附近時，靜態工作點位于中部。根據公式(1)：IDSS為uGS=0時的漏極電流。UGS(OFF)稱為管子的夾斷電壓。由圖可見，IDSS=2.8mA，UGS(OFF)=-1.6V。令iD=1.2mA帶入公式得到兩個解uGS1=-0.6，uGS2=-2.65V，uGS2與題意不符，故舍去。圖2 2SK30的特性曲線圖對應地，T2的工作電流也
電子世界 2021年3期2021-03-19
- 高效率F類Doherty功率放大器研究
率放大器歸一化的漏極電壓和電流的表達式為［12］：通過式（1）、（2）可以得到F類功率放大器的基波阻抗表達式為：式中：Udc為漏極電壓；Imax為漏極電流最大值。諧波阻抗為：由以上理論分析可知，F 類功率放大器主要是通過對漏極輸出電壓、電流波形進行整形，使得電壓為方波，電流為半正弦波，其漏極電壓、電流波形如圖1 所示，并且漏極電流與電壓波形在時域上無交疊。F 類功率放大器功率管無直流功率消耗。漏極電壓奇次諧波開路，偶次諧波短路，在諧波頻點也沒有功率消耗。理
實驗室研究與探索 2021年12期2021-03-01
- 高效率諧波調諧功率放大器的發展綜述*
位的諧波對柵極和漏極的電壓和電流進行波形整形，可以減小漏極電壓和電流波形的交疊(即功率的耗散)，使得有源器件的效率得到提升[1-3]。不僅如此，對諧波分量適當控制也被證實能夠提升功放的輸出功率和增益，多種諧波控制類功放的原理都基于此概念。F類[4-5]、逆F類[6]通過合理地選擇諧波阻抗實現波形整形，實現了一定帶寬內的高效率。合理控制二次諧波或者同時控制二次和三次諧波能夠進一步提升功放的性能。此外，當引入基頻復阻抗時，通過適當控制二次諧波阻抗能夠構建連續模
電訊技術 2021年1期2021-02-25
- 碳化硅MOSFET開關瞬態模型
寄生電容分別為柵漏極電容Cgd、柵源極電容Cgs和漏源極電容Cds。寄生電感包括源極雜散電感Ls1、漏極雜散電感Ld1和柵極雜散電感Lg，以上為MOSFET內部的寄生電感。而MOSFET外部的雜散電感包括功率回路與驅動回路之間引線產生的寄生電感Ls2，直流母線VDD和MOSFET漏極[9]之間引線產生的寄生電感Ld2。為了進一步簡化描述，記源極總電感Ls=Ls1+Ls2，漏極總電感Ld=Ld1+Ld2。圖1 buck電路等效電路模型下面進行基于buck電路
電子設計工程 2021年1期2021-01-21
- 0.1～40 GHz GaAs MMIC超寬帶行波放大器的研制
排晶體管的柵極和漏極兩邊形成兩條人工傳輸線，即柵極人工傳輸線和漏極人工傳輸線。信號從輸入端的柵極人工傳輸線進入放大器，依次通過各個晶體管放大后進入漏極傳輸線進行輸出。相速度相同的信號會疊加輸出，多余的反向信號會被漏極傳輸線末端的吸收負載吸收。柵極傳輸線和漏極傳輸線結構分別如圖2和圖3所示。圖1 傳統行波放大器原理簡圖圖2 柵極人工傳輸線圖3 漏極極人工傳輸線行波放大器晶體管的柵極和漏極通過引入電感，分別與柵極和漏極的寄生電容構成一組串聯的T型網絡。每一小節
通信電源技術 2020年12期2020-10-10
- 高效率逆E類功率放大器研究
計。仿真結果表明漏極效率在整個頻率范圍內優于81%，在中心頻點1.95GHz上為85.2%。說明改進的電路結構簡單、易于實現，對效率改善效果明顯。關鍵詞功率放大器;逆E類;E類;高效率中圖分類號： TN722.75 ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ?文獻標識碼： ADOI：10.19694/j.cnki.issn2095-2457.2020.09.074AbstractBased on the basic principles of inver
科技視界 2020年9期2020-05-18
- 感光柵極GaN基HEMT器件的制備與柵極優化
柵極長度、柵極與漏極之間的距離等參數，分析光照后I-V曲線以及轉移曲線的變化，從而達到優化光敏感柵極HEMT器件性能的目的。2 感光柵極GaN HEMT器件制備與理論分析2.1 器件制備感光柵極HEMT的結構示意圖如圖1所示，外延片采用硅(Si)襯底AlGaN/GaN異質結外延片，其中GaN層厚度為1.7 μm，AlGaN層厚度為20 nm。感光薄膜PZT采用鋯鈦酸鉛(PbZr0.52-Ti0.48O3)靶材，純度99.99%，直徑75 mm，厚度3 mm
發光學報 2019年3期2019-03-26
- 基于GaN器件的平衡式逆F類功率放大器的研究與設計
網絡來控制晶體管漏極的電壓和電流的波形，最終實現電壓和電流波形沒有交疊，漏極效率達到100%的目的[2]。與F類功率放大器相比，在輸出功率和增益相同的前提下，逆F類功率放大器可以獲得更好的效率特性[3]，并且因為逆F類功率放大器的易于實現的優勢，使之得到愈發深入的研究[4]。功率晶體管自身的性能也是制約功率放大器效率提升的另一個重要原因，相比之前的硅基橫向擴散金屬氧化物半導體(laterally diffused metal oxide semicondu
重慶郵電大學學報(自然科學版) 2019年1期2019-02-25
- 金屬氧化物薄膜晶體管電特性參數的提取
00 nm厚的源漏極金屬層采用直流磁控濺射制備。采用PECVD在350 ℃下形成SiOx柵極絕緣層，絕緣層單位面積電容為18 nF/cm2。采用射頻磁控濺射在室溫下形成50 nm厚的α-IGZO層，IGZO靶材組成按照分子比的典型值為In2O3∶Ga2O3∶ZnO =1∶1∶1，濺射氣體采用Ar/O2混合氣體，氧含量為4%，濺射功率為18.3 kW。由PECVD在200 °C下形成100 nm厚的SiOx薄膜并干法刻蝕形成刻蝕阻擋層。最后在空氣中200℃下
實驗室研究與探索 2018年11期2018-12-10
- 一種NMOS管體區漏電特性的研究*
示?？梢钥闯?，當漏極電壓大于10 V時，隨著漏壓增加，漏電流和體區電流Ibulk也逐漸增加，兩者幾乎相等。此時源級IS和Vb端電流很小，可以忽略。直到漏壓等于36 V左右，器件發生擊穿，源級電流劇烈增加，和漏極電流幾乎保持相等。結果可初步判定漏電主要來自bulk端體區。圖2 NMOS漏電監測曲線圖2.2 NMOS仿真分析本文采用Tsuprem4工藝仿真，為了方便監測電流，將源電極和體區電極分開。耐壓仿真方式為Vb=Vg=Vbulk=Vsub=0 V，掃漏極
電子與封裝 2018年8期2018-08-22
- 教學用原理演示型場效應管測量儀構想與實踐*
偏的柵極電壓控制漏極-源極間流經溝道的電流ID”。更確切地說，ID流經通路的寬度，即溝道截面積是由PN結反偏電壓的變化，產生耗盡層擴展變化控制的緣故。如圖1所示。（2）絕緣柵型場效應管絕緣柵場效應管的工作方式有兩種：當柵壓為零時有較大漏極電流的稱為耗盡型；另一種是當柵壓為零，漏極電流也為零，必須再加上一定的柵極電壓之后才有漏極電流的稱為增強型。當柵極電壓小于開啟電壓時，不能形成導電溝道，管子處于截止狀態，只有柵極電壓大于開啟電壓時，才有導電溝道形成，此時在
機電工程技術 2018年6期2018-08-03
- 寄生電感對SiC MOSFET開關振蕩的影響及其抑制
MOSFET外部漏極寄生電感；Lpcb1和Lpcb2是功率回路PCB走線的寄生電感，同時Lpcb1還包含直流母線電容的等效串聯電感；L是負載電感；Cgs、Cgd、Cds是MOSFET柵源極、柵漏極、漏源極寄生電容；Cp是二極管結電容和負載電感L并聯電容的和。圖1 典型的雙脈沖測試電路的寄生參數分布根據功率環和驅動環寄生電感作用的不同，可以把寄生電感分為3類：柵極寄生電感Lg、漏極寄生電感Ld、共源極寄生電感Ls。其中柵極寄生電感Lg=Lg1+Lg2+Lg3
汽車電器 2018年7期2018-07-31
- 應變Si 納米NMOSFET單粒子效應
FET器件在不同漏極偏置電壓，不同溝道長度以及不同注入位置對瞬態電流大小的影響。1 器件結構圖1是單軸應變Si器件單粒子效應原理圖。表1列出了器件結構以及工藝參數。表2給出了仿真單粒子效應重離子模型的參數，其中，let_f 和 wt_hi分別是線性能量傳輸值以及半徑。方向(0,1)為單粒子垂直注入單軸應變Si器件。隨著集成電路繼續發展，集成電路的特征尺寸由深亞微米進入納米級，為了更精確的研究納米尺度的器件，本文利用Sentaurus TCAD軟件進行器件仿
電子科技 2018年8期2018-07-23
- 增強型AlGaN/GaN HEMT勢壘層優化設計
施加柵極偏壓時，漏極就會有電流通過，為了抑制漏極電流，就需要向柵極施加負電壓，如發生柵極無法控制的情況時，電流就會一直處于流動狀態，這將導致器件被燒壞。所以GaN電力電子器件為了安全工作，在實際應用過程中，必須首先確保實現與普通硅器件一樣的常關，即在柵極電壓為零時，漏極沒有電流產生。因此，增強型AlGaN/GaN HEMT器件實現常關模式及抑制電流崩塌現象的研究得到了重視。目前基于AlGaN/GaN異質結結構制作的增強型HEMT器件主要實現方法有：薄勢壘層
電子科技 2018年8期2018-07-23
- 基于MOS管測井儀器開關電路設計
性，在給源極S和漏極D之間加上正確極性和大小的電壓(因為管型而異)后，再給柵極G和源極S之間加上控制電壓，就會有相應大小的電流從源極S流向漏極D。但繼電器與MOS管不能進行簡單的替換，這是MOS管本身特性所決定，柵-源電壓UGS(ON)即導通電壓[3]一般在±10 V～±20 V左右，而且導通電壓越大，導通速度越快，壓降越低[4]。而測井儀是由井下單片機控制，I/O口輸出控制電壓僅為+5 V，既無法直接驅動P溝道MOS管，而N溝道MOS管，壓降也可達50%
石油管材與儀器 2017年5期2017-12-06
- 漏極注入HPM對高電子遷移率晶體管的損傷機理
710100?漏極注入HPM對高電子遷移率晶體管的損傷機理薛沛雯，方進勇，李志鵬，孫靜*中國空間技術研究院 西安分院，西安 710100針對典型GaAs高電子遷移率晶體管(HEMT)低噪聲放大器，利用半導體仿真軟件Sentaurus-TCAD建立了HEMT低噪聲放大器二維電熱模型，考慮高電場下的載流子遷移率退化和載流子雪崩產生效應，分析了由漏極注入高功率微波(HPM)情況下器件內部的瞬態響應，通過分析器件內部電場強度、電流密度、溫度分布隨信號作用時間的變
中國空間科學技術 2017年3期2017-07-03
- ET功放的自適應時延估計算法研究
放輸入信號功率與漏極電壓間的關系，設計了一種基于時延失真方差的自適應時延估計算法，并通過仿真驗證分析了算法性能。仿真結果表明，通過設計合適的迭代時延向量，算法能夠實現對ET功放支路時延差的準確估計。包絡跟蹤；時延估計；時延失真方差；迭代時延向量0 引言隨著當前通信應用對頻譜效率和通信速率需求的不斷提升，調制信號在愈見復雜的同時引入了越來越高的峰均比。為了實現這些高峰均比信號的線性放大，傳統功放一般采用回退方案，這大大降低了功放的整體效率[1]。為了解決上述
無線電工程 2017年4期2017-03-29
- AB類LDMOS基站大功率放大器設計
dBm，其相應的漏極效率在59%以上；從P1dB點回退6.5 dB點的漏極效率大于31%，上三階交調為-35.9 dBc，下三階交調為-35.6 dBc。仿真結果表明，設計的功率放大器可滿足實際基站的應用需求。功率放大器；阻抗匹配；LDMOS；AB類功率放大器是無線通信系統的核心組件之一，在現代無線系統的發展中，AB類功率放大器因其能夠很好地兼顧到效率和線性度而被廣泛研究和使用，其應用有基站、雷達、微波單片集成電路，無線局域網等[1-4]。文獻[1]利用L
電子設計工程 2017年5期2017-03-23
- 微波大功率變脈沖放大器的研制
放大器組件中高速漏極調制及保護電路和射頻開關的實現方案，分析大功率高速漏極調制電路輸出電壓脈沖的影響因素，優化調制電路的負載設計，并解決功放輸出射頻脈沖的包絡凹陷問題。經試驗驗證：研制的功率放大器具有散熱性好，穩定工作時間長，最窄脈寬20 ns，上升下降沿均小于3 ns，峰值功率大于40 W的射頻脈沖輸出等特點；其漏極調制電路輸出24 V電壓脈沖，上升沿小于20 ns，下降沿約60 ns。變脈沖功率放大器；高速漏極調制；射頻開關；功率合成0 引 言微波凝視
現代雷達 2016年12期2017-01-06
- 微波固態功率放大器脈沖調制技術的研究
波固態功率放大器漏極脈沖調制電路，脈沖前后沿小于50ns。主要采用高速大電流低內阻的PMOS管為微波固態功率放大器設計了漏極脈沖調制控制電路，較傳統電路有很大改進，固態功率放大器的工作狀態可隨意變換，有功率容量大、效率高、隔離性高等優點。最終基于該調制電路設計了一款C波段高速微波功率放大器，放大器工作頻率在5.5GHz±200MHz，放大器實現了低功耗工作，輸出信號前后沿小于50ns，降低了工作熱損耗。固態功率放大器；漏極脈沖調制；柵極脈沖調制；上升下降沿
甘肅科技 2016年14期2016-12-15
- 自旋半導體納米熱電材料器件的高自旋極化電流
石墨烯納米帶）、漏極（石墨烯納米帶）以及中間區域（碳原子鏈）構成.對比未摻雜情況，自旋向上的電流在高溫區域可以提高100倍，同時自旋極化率可增強至接近1.而且自旋流在高溫區域可以大于電荷流，其主要原因歸結于摻雜后該裝置表現為自旋半導體性質.低維熱電材料；自旋半導體性質；高自旋極化電流1 引言隨著電子器件的尺寸縮至納米維度時，散熱問題已經成為器件物理領域中亟待解決的關鍵問題之一.為了提高器件的性能并保持穩定性，同時也為了節能，應盡量降低廢熱的產生或對其加以利
常熟理工學院學報 2016年4期2016-10-21
- IC+MOS組合電路封裝漏電機理探討
極VGS增加時，漏極電流ID在每顆成品上表現出一致波形特征，為了排除外圍材料吸濕引起的信號干擾，該4顆產品隨后經過125℃，4 h加熱除濕烘焙。再次測試，信號無變化［2］。針對4顆產品進行開封（化學方法去掉包封材料），并對集成電路IC表面進行激光束的OBRICH分析（OBIRCH常用于芯片內部高阻抗及低阻抗分析，線路漏電路徑分析.利用OBIRCH方法，可以有效地對電路中缺陷定位，如線條中的空洞、通孔下的空洞、通孔底部高阻區等，也可有效檢測短路或漏電，是發光
電子工業專用設備 2016年6期2016-08-08
- 功率MOS單粒子加固設計
子燒毀是場效應管漏極--源極局部燒毀，屬于破壞性效應。入射粒子產生的瞬態電流導致敏感的寄生雙極結晶體管導通，雙極結晶體管的再生反饋機制造成收集結電流不斷增大，直至產生二次擊穿，造成漏極-源極永久短路，直至電路燒毀，單粒子燒毀主要影響CMOS、powerBJTs、MOSFET等器件。（二）單粒子柵穿（Singleeventgaterupture，簡稱SEGR）單粒子柵穿，是指在功率MOSFET器件中，單粒子穿過柵介質層后導致在柵介質中形成導電路徑的破壞性的燒
決策與信息·下旬刊 2016年5期2016-07-01
- E類功率放大器負載變化對工作特性的影響分析
s為開關管 Q的漏極電流，iC為并聯電容C1的電流，io為負載R的輸出電流，vs為漏極電壓，v1為通過理想諧振回路的電壓，vo為輸出電壓。諧振回路剩余電抗X由式（1）確定。圖1 E類功率放大器電路原理圖Fig.1 Circuit schematic of class E power amplifier當開關管驅動信號的占空比D=0.5時，對理想工作狀態下的E類功率放大器進行分析[16]，可確定電路中負載諧振回路參數為式中，ω=2πf，ω為電路的工作角頻率。
電工技術學報 2015年4期2015-11-14
- 大功率MOS場效應管在中波發射機中的應用
中還設置有源極和漏極兩個極。此外，在P型硅片襯底的表面還設置有一層二氧化硅絕緣層，并在二氧化硅絕緣層噴涂一層金屬鋁，就形成了一個柵極，這樣一來，MOS場效應管中的漏極、源極以及柵極之間都具有相互絕緣的關系。因此，在MOS場效應管工作運行時就需要在柵源以及漏源之間分別增加設置一個正向電壓，以確保MOS場效應管的正常工作與運行。如圖1所示，即為MOS場效應管的結構原理示意圖。圖1 MOS場效應管的結構原理示意圖1.2MOS場效應管的工作性能介紹根據上述對MOS
西部廣播電視 2015年21期2015-10-18
- 基于Sweet Spot的線性高效率功率放大器設計
0 dBc，此時漏極效率達到53.4%。高效率; 交調失真; 線性; 功率放大器隨著無線通信技術的迅速發展以及不斷增加的信息需求，使得通信系統的通信質量不斷提高，而射頻與微波功率放大器作為無線通信系統中最重要的有源模塊，對于整個系統的性能有著非常重要的影響，其關鍵性能指標直接影響整個通信系統的性能，也同樣關系著整個通信系統的運營成本。通信質量的保證由線性度衡量，功耗的指標則由效率度量。線性和高效這兩個指標在實際設計中，往往二者不可兼得，呈現此起彼伏的矛盾狀
電子科技大學學報 2015年2期2015-10-14
- MOSFET開關損耗分析
值所需電荷，此時漏極電流出現，漏極電壓開始下降；此段柵極電容Cgs就是Cgs。曲線的第二段是水平的，柵極到漏極電荷QGD是漏極電壓下降時克服“Miller”效應所需電荷，所以柵極到漏極電荷QGD也稱為“Miller”電荷。此時柵極電壓不變、柵極電荷積聚而漏極電壓急聚下降。這一段的柵極電容是Cgs加上Cgd的影響 (通常稱為Miller效應)。圖1 UGS與柵極電荷的關系Fig.1 UGSVs gate-charge通過觀察柵極電壓UGS和柵極電荷QG之間的
電子設計工程 2015年23期2015-01-29
- 抗單粒子效應的動態邏輯電路版圖加固方法
種技術被稱為保護漏極的技術在文獻[12]中被第一次公開。保護漏極技術適用于nMOS 設備， 軟錯誤率比保護環技術小30%-40%。[13]中提出的源極擴展技術采用與保護漏極類似的機制來減少nMOS的電荷共享。這種技術的實現可分為三種形式，具體形式取決于設計的原始布局。如果漏極和源級僅僅被柵極隔開，可以用雙指結構，如圖 2 (a) 所示。雙指結構的優點是減少的漏極區域降低了粒子擊中漏極的可能性，并且沉積在漏極上的電荷能夠被漏極側面的源極共享。由于制造的限制，
電子測試 2015年19期2015-01-03
- 具有自動穩幅功能的軟激勵C類大功率射頻振蕩器
電壓[UGS]與漏極電流[ID]關系圖如圖2所示。 圖2 柵源極電壓[UGS]與漏極電流[ID]關系2 電路參數計算2.1 負載及諧振網絡參數計算本設計中直流輸入電壓[UDC=200] V，輸出功率[Po=100]W；當振蕩器輸出電壓[Uo]為臨界狀態時，[Uo=200] V；振蕩器的負載阻抗值為：[RP=12U2oPo=200 Ω] （1）設計目標中品質因數[Q=5，]且并聯諧振回路品質因數計算公式為
現代電子技術 2014年15期2014-08-29
- AC/DC變換器傳導EMI實驗分析
試了MOSFET漏極與源極間時域電壓波形，并提取了變壓器、MOSFET等器件的寄生參數。通過頻域測試結果與MOSFET時域電壓波形的對比分析，找出了頻域測試結果中的峰值與MOSFET波形中振蕩的對應關系。通過建立電路的高頻模型，分析MOSFET兩端振蕩與高頻模型中各參數的關系。最終，得出了高頻電路模型中各參數與頻域測試結果中各峰值的對應關系，并通過定量的計算加以驗證。1 測試平臺與變換器工作狀態選擇圖1所示為傳導EMI測試平臺[5]，其中被測設備(EUT)
電源學報 2013年3期2013-09-26
- VHF寬帶E類高效率功率放大器設計
時間且能承受反向漏極電流，可以很好地應用到這類模式。D類功放通過一對輪流處于導通和截止狀態的晶體管來放大信號，然而在微波頻段晶體管的雜散電容和電感破壞了D類功放的理想開關特性，使得電壓或電流產生嚴重拖尾而重疊，導致效率下降。因此D類功放比較適合不超過30 MHz的低頻段應用。F類功放需要復雜的負載網絡以便對齊偶次諧波提供開路或者短路阻抗，導致它一般使用在UHF或微波頻段。E類的拓撲結構是漏極一個并聯電容，漏極與負載之間串聯一個電感。而功放管本身具有的漏極電
電子技術應用 2013年2期2013-08-13
- PD SOI BTSNMOS器件的三維SEU仿真
的體積減小，從而漏極收集電荷相對體硅明顯減小，因而SOI技術一直以來被用于集成電路的單粒子加固[1]。然而，由于PD SOI器件中固有的寄生雙極管的存在，可能會使得它在抗SEU方面的優勢減小[2]。單粒子實驗由于其需要高速加能器的支持，實驗的成本和難度都很大，因此，對器件進行模擬仿真成為單粒子效應的一個重要研究手段。3-D模擬由于能實現傳統2-D模擬所不能實現的體接觸，因此能更全面的反映器件的單粒子效應。本文采用silvaco軟件對0.8μm SOI BT
電子與封裝 2012年1期2012-09-05
- 科銳推出S波段GaN器件，實現雷達應用的效率最大化
，能夠提供優越的漏極效率（接近70%）。同時，高效率和高功率密度的結合有助于最大限度地降低散熱的要求，并減少在商用雷達系統應用中的尺寸與重量?？其J CGH35060 GaN HEMT晶體管28 V工作電壓下的額定脈沖功率為 60W（當脈寬為100μs時），功率增益為12 dB，漏極效率為65%，與傳統硅LDMOS器件相比高出50%。CGH35060型GaN器件已經在高功率放大器參考設計（S波段頻率在3．1～3．5 GHz之間）中得到驗證。與 GaAs和 S
電子設計工程 2012年15期2012-03-30
- 一種寬禁帶器件的高效E類功率放大器設計
)式中，VDS為漏極電壓；BVDSV是管子的擊穿電壓；SF為安全因子。(2)在負載RL的計算公式(2)中，Pout是輸出功率；QL是串聯諧振回路的品質因數。并聯短接電容則由式(3)得出(3)式中，f0是中心頻率；L1是漏極射頻扼流圈的電感；特別注意的是Cshunt是包含管子的輸出電容的，實際中應該減去由管子寄生參數引起的漏-源極電容和漏-柵極電容的值。在理想情況下，E類放大器的漏極電壓和漏極電流的波形，如圖2所示。圖2 理想情況下E類放大器漏極電壓和電流輸
中國電子科學研究院學報 2012年2期2012-01-09
- AlGaN/GaN高速電子遷移率晶體管器件電流坍塌效應與界面熱阻和溫度的研究
規律．研究發現低漏極電壓下熱電子是導致負微分輸出電導的重要因素，器件工作溫度變高會使負微分輸出電導減?。?span class="hl">漏極電壓下自加熱效應是導致電流坍塌的一個重要因素．隨著界面熱阻的增加，器件跨導降低，閾值電壓增大．同時，由于工作環境溫度的增高，器件隨之溫度增高，載流子遷移率會顯著降低．最終這兩種因素會引起AlGaN/GaN基高速電子遷移率晶體管器件顯著的電流坍塌效應，從而降低了器件整體性能．AlGaN/GaN HEMT器件，熱電子效應，自加熱效應，電流坍塌效應PAC
物理學報 2011年7期2011-08-31